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电力电子变换器设计.doc

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电力电子变换器设计.doc

摘要电力电子变换器是应用电力电子技术将一种电能转变为另一种或多种形式电能的装置。其中,直流变换器是一个重要部分,它是将一种直流电能转换成另一种或多种直流电能的变换器。DC/DC全桥变换器由DC/AC和AC/DC两种电路形式组合而实现直直变换的,其中DC/AC全桥逆变器的主电路只有一种,但控制方式有三种,其输出不仅与开关器件状态有关,且与负载性质和大小有关。在后两种控制方式中,电路是否具有续流管会直接影响其输出,同时在变换器的实际应用中还存在直流分量问题,其对电路性能有不良影响,要想办法抑制或消除。关键字直流变换器、控制方式续流管、全桥逆变器、输出整流滤波电路、直流分量的抑制目录一全桥逆换器及其控制1.1双极性控制方式1.1.1负载为纯电阻1.1.2负载为电感1.2有限双极性控制方式1.3移相控制方式二PWMDC/DC全桥变换器2.1具有续流管的DC/DC全桥变换器2.2没有续流管的DC/DC全桥变换器三DC/DC全桥变换器中直流分量的抑制四设计结论五设计体会六参考文献一全桥逆换器及其控制DC/DC全桥变换器由全桥逆变器和输出整流滤波电路构成,首先就全桥逆变器的构成和工作原理做一下简单概述。1.1双极性控制方式全桥逆变器的主电路如图11所示,有四只功率管1Q4Q,反并联二极管1D4D和输出变压器rT等构成。输入直流电源电压为inV,输出交流电压为ov,变压器rT的原边绕组接与AB两端。变压器原边绕组匝数为1N,副边匝数为2N,变比21/NNK。1.1.1负载为纯电阻晶体管为脉宽调制(PWM)工作方式,在一个开关周期ST的前半周,1Q和4Q导通2/STD,D为占空比,2/sonTTD,后半周期为2Q和3Q导通,导通时间也为2/STD。1Q和4Q导通时inABVv,1Q和4Q与2Q和3Q均截止时,0ABv。故变压器副边开路时,变压器原边电压ABv的波形如图11b所示。为一个方波电压。调节晶体管的导通时间,即改变占空比D,就可以调节ABv的宽度,从而调节ABv的有效值的大小。副边电压ov波形与ABv相同,幅值为KVin/。a全桥逆变器主电路b电阻负载时变压器原边电压和副边电流波形c电感负载时变压器原边电压和副边电流波形图11全桥逆变器若副边接电阻负载R,则有电流2i流过电阻,2i的波形与ov、ABv相同,幅值RKVIinm12,变压器原边电流1i的波形与副边电流2i相同,幅值RKVIinm121,此式也可写成11/RVIinm,RKR21,式中1R是副边电阻R折算到原边的值。由此可见,若变压器为理想变压器,则接于变压器副边的电阻R与不用变压器,而在AB两端接电阻1R的效果是一样的。故1Q和4Q导通时,流过1Q和4Q的电流为1/RVin,2Q和3Q导通时的电流也为1/RVin,此时反并于功率管的二极管1D至4D中没有电流流过。1.1.2负载为电感若变压器副边接电感负载L,1Q和4Q导通时,inABVv,KVvino/。在ov作用下,负载电流自零增加,增加速度为LKVLvdtdiino12。该电流在2STDt,即1Q和4Q将关断时达到最大值,21max2SinDTLKVI,212max1SinDTLKVI。1Q和4Q关断后,该电流反向。在这个电压作用下电感电流减小,减小速度与1Q和4Q开通时的增长速度相同,如图11c所示。在这种情况下,变压器原边和副边电压波形和阻性负载时有很大不同,出现了一块阴影面积,在纯电感负载时此阴影面积和阻性负载时的ABv面积大小相同。故输出电压ov的波形不仅由1Q和4Q的导通状态决定,而且与负载的性质有关。当占空比2/1D,即1Q和4Q的导通时间4/SonTT时,ABv波形成为180电角宽的方波,即D在1/2至1的范围内变化时,ABv和ov始终为180方波,不受D的影响。由此可见,全桥逆变器在感性负载时不宜采用这种脉宽控制方式。1.2有限双极性控制方式全桥逆变器的另一种控制方式是有限双极性控制方式,它是让一个桥臂的两个管子(例如1Q和3Q)为PWM工作,另一桥臂的2Q和4Q轮流导通半个周期,1Q和4Q同时导通onT时间。这种控制方式时,逆变器空载和电阻负载时的输出电压ov和电流2i波形与上一种控制方式相同,如图12a所示。电感负载时,电压ABv和变压器副边电流2i波形如图12b所示。1Q和4Q导通时,inABVv,变压器副边电压KVvino/,负载电流2i的增长率LKVLvdtdiino12,L为负载电感量。在2STDt时,1Q关断,3D续流,形成由3D、变压器原边绕组和4Q构成的续流回路,故0ABv。因为该回路中没有外电源,若不计电路损耗,则电流2i保持不变,直到2/STt时,4Q关断,2Q和3Q导通,电流2i才下降。在这种控制方式下,ABv和输出电压ov仅与开关器件状态有关,与负载性质和大小无关。a电阻负载时变压器原边电压和副边电流波形b电感负载时变压器原边电压和副边电流波形图12有限双极性控制方式下的全桥逆变器的主要波形1.3移相控制方式全桥逆变器的第三种控制方式是移相控制方式,这种控制方式是1Q和3Q轮流导通,各导通180电角,2Q和4Q也是这样,但1Q和4Q不同时导通,若1Q先导通,4Q后导通,两者导电差电角,如图13(a)所示。其中1Q和3Q分别先于4Q和2Q导通,故称1Q和3Q组成的桥臂为超迁桥臂,2Q和4Q组成的桥臂为滞后桥臂。移相控制时,空载电压波形ABv和输出电压波形Ov如图13(a)所示。与图11(b)和图12(a)相同。电阻负载时的电压和电流波形也与图11(b)和图12(a)相同。电感负载时的电压和电流波形如图13(b)所示,和图12(b)相同,ABv和Ov不会畸变。方波电压ABv的宽度仅与移相角有关,0,则ABv为宽180电角的方波。越大,则ABv波形越窄,与图12(b)中减小1Q和3Q的占空比时情况相同。a电阻负载时变压器原边电压和副边电流波形b电感负载时变压器原边电压和副边电流波形图13移项控制方式下的全桥逆变器的主要波形二PWMDC/DC全桥变换器2.1具有续流管的DC/DC全桥变换器脉宽调制型DC/DC全桥变换器由全桥逆变器和输出整流滤波电路构成,如图21a所示。为了讨论方便,图中采用有续流管FWD的全波整流电路,整流二极管为1DR和2DR,全波整流电路通常用于低电压输出,全桥整流电路常在输出高直流电压时用。PWMDC/DC全桥变换器的功率管1Q和4Q同时导通,同时关断,导通时间为2/STD,D为占空比。2Q和3Q也一样,仅在一个周期的下半周期内导通。变压器rT原边电压ABv为宽度STD/2的方波,如图21b所示。ABv的幅值ABmVinV,变压器副边电压幅值mV2KVin/。经二极管1DR和2DR整流后的电压,也就是加于二极管FWD上的电压CDv的波形如图21b所示,脉冲电压频率为开关频率的两倍,输出直流电压oV为oVKVDin/1Q和4Q或2Q和3Q导通,CDv为正,电感电流增长。oinLffVKVdtdiL1Q和4Q或2Q和3Q截止时,FWD续流,此时CDv为0,电感电流在输出电压作用下下降。oLffVdtdiLFWD续流时,1DR和2DR中的电流为零,变压器副边绕组电流为零,故原边绕组的电流也为零。电感电流连续时的波形如图21b所示,电感电流的平均值就是变换器的输出电流,即负载电流oIRVIoo/式中R为负载电阻。在oI已知时求得稳态工作时功率管导通和关断时电感电流的变化量LI,即可得到流过二极管1DR、2DR和FWD的电流1DRi、2DRi和DFWi,如图21b所示。流过功率管1Q至4Q的负载电流QLi与流过二极管的电流1DRi和2DRi的关系为KiiDRQL/1由于变压器铁心磁化与去磁时有磁化电流mi,故流过晶体管的实际电流Qi为mDRmQLQiKiiii1不计变压器的损耗时,输入电流平均值iI与负载电流oI的关系为

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