电源风扇控制电路

电源风扇控制电路最简单的风扇控制方案是采用一个开关控制风扇,这种方案虽然简单,但效率非常低,因为风扇提供的制冷能量远远高于实际需求.另外,这种开关控制方案产生的噪声很大.利用脉宽调制技术(PWM)可以提高风扇的工作效率和稳定性 ,但 PWM 方案并非当前最好的解决方案.本文提出了两种替代方案,一种基于线性调节器架构,另一种基于开关调节器架构,它们都可以直接利用PWM 调制信号控制 3 线风扇的转速,提供更高效率. 典型的风扇控制器可提供 PWM 信号输出,对风扇速度进行控制.一般情况下,低频信号(30100Hz)通过占空比可调信号控制风扇马达的导通和断开 ,从而调节风扇的转速. 不幸的是,对 3 线风扇 (电源、地和转速计输出)电源进行斩波控制会制约转速计信号( 提供给风扇控制器的反馈信号),因为信号在占空比的低电平期间被截止,从而影响控制环路 .一些风扇控制器试图补偿这些影响,但效果不佳.此外,交替地开关风扇还会产生“ 喀嗒”噪声. 一种解决方案是采用低通滤波器平滑 PWM 信号,然后利用平滑后的信号控制线性驱动器.对于12V 风扇 ,控制电压的典型值为 512V,可以使用一个廉价的线性调节器驱动风扇.另外,电路中需要引入 RC 滤波电路对 PWM 输出进行平滑处理,然后经过一个运放缓冲或外部调节器对电流进行放大.这种方案原理上是可行的,但是如果没有额外的保护将很容易造成电路损坏,风扇一旦短路就会损坏整个电路. 通用的线性调节器非常适合风扇驱动应用.线性调节器由运算放大器、导通晶体管、限流器、短路保护电路及高温保护电路组成,所有功能电路都集成在一个封装内,价格也非常合理.更重要的是, 典型的线性调节器能提供 0.51.5A 的电流,可满足绝大部分风扇控制的需求. 在典型应用中,控制器将 100Hz 的 PWM 信号施加到导通晶体管的基极,根据 PWM 的占空比触发风扇电机电流的导通和断开,从而控制风扇的转速.图 1 电路采用 100Hz 的 PWM 信号控制风扇,PWM 信号由 U1(双通道温度监控器 MAX6639,带有两路自动 PWM 风扇速度控制输出)的漏极开路输出提供.这个电路不是控制导通晶体管的通断,而是用图 1 所示 PWM 信号控制线性调节器(U2) 的输出电压.RC 滤波电路平滑 PWM 输出,时间常数等于 R1、R2A 和 R2B 的戴维南等效电阻与电容 C1 的乘积. 图 1:基于线性调节器的简单而低成本的风扇控制电路. U2 调节输出电压,使 VOUT 与 ADJ 之间的电压稳定在 1.25V.假设不计 U1 对输出的影响,则U2 的输出电压等于 1.25V(1+R2/R1),其中 R2=R2A+R2B.假设要考虑 U1 的控制作用,则需注意是 R2A 决定了最小输出电压.当 U1 的 PWM 极性控制位设置成正极性占空比时,占空比为 0%的输出产生很小的 PWM 信号,使漏极开路输出连续导通,等效于 R2B 短路.在这种情况下,R2A(3.3k)决定最小输出电压为 4.7V.对保持有效的转速信号并同时最小化风扇的功耗而言,这个电压已经足够低. R2B 与 R2A 的和确定 VOUT 的最大值.当占空比为 100%时,漏极开路输出保持在开路状态,R2B 在分压网络表现出最大值,7.5k 的 R2B 对应于 12.5V 最大电压.C1 和 C4 是典型的旁路电容,C3 为 U2 的输出电容,C3 被用来平滑输出电压并为风扇提供交流电流. 线性调节器驱动方案可以提供有效的转速控制以及高温、短路保护,但它的功耗较大.对于低功率风扇,增加额外功耗可能不是问题,但大功率风扇可能无法承受额外的功耗.当电压差为 7V、电流等于 500mA 时,调节器或者导通晶体管需要消耗 3.5W 功率,这将带来散热问题.但是,风扇通常被用于冷却其它电路,而不是冷却风扇控制器本身. 为寻求一种效率更高、功耗更低的电源管理方案,可考虑开关调节器.就像前面介绍的线性调节器驱动方案一样,开关调节器方案需要对风扇控制器输出的低频 PWM 信号进行平滑和电平转换.这里的温度监控器仍选择 MAX6639. 开关调节器具有多种拓扑结构,供应商也很多,因此选择正确的开关调节器并非易事.针对本文应用的选择范围可大大缩小,因为这里采用的开关调节器有一些特殊要求:一是它必须是降压型的,可以把 12V 的笔记本电池或外部电池电压降到 5V;二是它必须在风扇短路时提供限流保护,在连接充电器直接工作时承受一定的高压,并具备内部驱动晶体管和简单的电压反馈电路.根据这些标准,我们选择了如图 2 所示的 MC33063A(U2). 图 2:基于开关调节器的高效率的风扇控制电路. U2 被配置成一个传统的降压型调节器,因为该电路采用片内晶体管,所以必须保证峰值电流低于1.5A 的特定限制值. 降压型设计的峰值电流为 Ipk=2IOUT,因此必须将 IOUTMAX 限制在750mA 以内.R3 被用来限制峰值电流 ,R3=0.3V/Ipk.当 R3=0.5 时,峰值电流限制在600mA,从而允许使用额定电流较小的电感和通用的 1A 肖特基二极管. 为消除听得到的噪声,要求选择适当的 C1,将开关调节器的振荡频率设置在超声波频率范围内(50kHz).50kHz 的振荡频率可提供较高效率,而无需使用大尺寸电感.考虑到最小输出电压为5V,选择 L1 为 50H. 风扇的输出电压为 VOUT=1.25V(1+R2/R1),其中 R1 是 R1A 与 R1B 的并联电阻值.U1 的输出为 100Hz 的漏极开路信号,当占空比等于 100%时,PWM 输出关闭漏极开路输出晶体管,即断开 R1B 与电路的连接.此时,风扇电压为 VOUT=1.25V(1+3.6k/1.2k)=5V.当占空比为 0%时,PWM 输出为低电平 ,R1 为 R1A(1.2k)和 R1B(600)的并联阻值,等于 400,此时风扇电压为 VOUT=1.25V(1+3.6k)/400=12.5V. 实际的输出电压会略微降低,因为 U1 的 PWM 输出不是以真正的地为参考,实际参考电压为输出晶体管导通电阻 Rds 乘以 2mA(即 U2 第 5 引脚上的基准电压 1.25V 除以 R1B 的阻值600).按照上述讨论,当占空比为 0%时,输出电压为 12.5V;当占空比为 100%时,输出电压为5V.通常还可以利用控制位反转 PWM 的输出极性,来轻松获得相反的结果. 但占空比为 50%时,C4 平滑 PWM 输出.大的容值有助于减小纹波,但会增加响应时间.为平衡响应时间和纹波指标,建议选择 1F 电容. 当第 5 引脚上的电压超过 1.25V 时,U2 的滞后反馈信号将关闭输出 .由于采用了简单的 RC 滤波电路,当 C4 电压超过 U2 的基准电压时,在占空比为 50%时可以关闭输出.这种效应可以通过增大输出电容 C2 进行补偿.C2 在负周期为风扇供电.为选择正确的电容值,必须进行实验,因为该值与转速计工作时的最低电压、最小占空比、风扇噪声等因素有关. 在图 2 中 ,基于 10%的最小占空比、1V 输出纹波电压,选择 C2 的容值为 470F,它在 12V 时可吸收 175mA 电流.当然也可以选择更大容值的电容 ,但其成本高且尺寸大.大多数风扇通常允许一定的电压纹波,关键是不能