igbt故障电流限制电路高效率

IGBT 故障电流限制电路 高效率，短路耐受时间长的 IGBT 的需求量正在增加，但是，设备固有权衡 使得设计者无法同时满足这两点要求。本文提出的电路，通过限制故障电流强 度延长了高效（高增益）IGBT 的短路耐受时间，同时，由于限制了故障电流强 度，关断电压瞬变被降低了，这是一种可取的副作用，特别是在较高的电流模 块中。此外，负面的米勒效应也被有力地均衡了。如果故障电流是短时瞬态类 型，电路便恢复正常运行；在容易产生噪音的系统中，这是一种独特并且理想 的结构。 这种电路并不需要外接直流电源；并且它的结构简单，使得将其集成于 IGBT 模 块或将其用作于门极驱动和模块之间的接口变得可行。 引言 功率晶体管被用来控制和转变电 气设备的电力，这一过程是通过在预 定情况下开启/关断功率晶体管来完 成的。程序设计者选择这些装置，并 通过它们在正常情况下可靠地控制电 路电流，同时，估算过载情况。而在 故障或短路电路中，一个功率晶体管 也许会承受非常高的浪涌电流-其 强度主要被自身增益所限制；这时， 只有及时地控制及消除故障电流（采 用外部措施）才能防止装置发生故障。 在可能发生故障的应用中，如电 机驱动市场就是最好的例子；外部保 护电路被用来检测故障并通过关闭基 地/门极驱动来关断晶体管。在所述 应用中，除使用“智能模块”的装置 之外，都在外部接有保护电路。 因此，半导体装置制造商被要求保证 最低短路承受时间-一种用来测量 装置故障电流承受时间的方式。一种 设备权衡介于短路耐受时间与功率晶 体管的电流增益之间，即，晶体管的 增益越大，故障电流强度就越大，同 时短路耐受时间就越短。由于 IGBT 固有的增益更高，所以，这种权衡对 于 IGBT 制造商来说更为重要。如今 应用的低增益 IGBT 虽然具有更长的 短路耐受时间，但操作效率却降低了。 另一方面，高增益 IGBT 也需要更灵 敏的外部保护电路来维持其更高的效 率。 市场趋势是提高系统效率，这就转变 为了对高效率 IGBT 的需求。具有更 长短路耐受时间的 IGBT 仍被普遍应 用，特别是在现有设计中。 本文提出的故障电流限制电路 （或 FCLC）帮助我们完成上诉两个目 标。这种电路通过检测故障并降低栅 极电压而工作。降低的栅极电压限制 了故障电流的强度并因此而延长了短 路耐受时间4,5。例如，延时允许 转换瞬态和负载电流尖峰的延续，而 后者是由电机电缆的充电电流引起的。 如果故障电流是只持续几微秒的瞬时 型，电路将恢复栅极电压，器件也将 不受阻碍地正常运行；在容易产生噪 音的系统中，这是一种理想的器件。 但是，市场上现有的许多驱动/保护 集成电路（ICs）和“智能”模块并 不具有这种诊断特征。 在发生短路时【1】 ，保护电路的 设计需要考虑以下三个引起 IGBT 故 障的关键因素。 超过热限制 如果装置持续短路，大电流产生的功 耗将会导致温升的产生。由于其短热 时间常数，模块的温度上升及其迅速。 如果模块温度超过硅片本征温度 （250） ，器件将失去阻断能力， 使得依靠栅极控制的保护方式不再可 行。 降低故障电流幅值能够限制 IGBT 模块的功耗，从而延长故障耐 受时间。 IGBT 可能在短路状况下长时间 工作，却在关断时因为以下状况发生 故障。 锁闭：正如其他文献所述【3】 ，IGBT 的四层结构与晶闸管相似。通过限制 两个晶体管的增益以及降低 NPN 晶 体管 rb的基极阻值可以停止晶闸管 的工作。 当 IGBT 在故障情况下被关断、 金属氧化物半导体场效应晶体管 （MOSFET）通道开始关断时，器件 的大部分电流改变方向流经 rb。rb 上的压降使 NPN 晶体管的基极-发射 极正向偏压，使其开启并产生 IGBT 的再生锁闭。 降低关断时的故障电流以减小流 过 rb区域的电流量来充分地降低类晶 闸管关断的可能性。 超过额定电压：大的故障电流的下降 率在外部电路杂散电感和内部封装电 感中产生一个等于 Ldi/dt 的电压。如 果这个过压过大，就会使开关转换器 件发生雪崩击穿；如果储存在杂散电 感内的能量超过了晶体管的雪崩承受 能力就会导致器件失效。 尽管外部电路杂散电感能够通过 退偶电容极大地降低，内部封装电感 仍达不到用户的要求。因为关断 di/dt 随着电流幅值增长，在大电流模块中 能够轻易地达到几千 A/ms。结温较低 时，储存在器件中的电荷复合更快， 这种情况更糟糕。由此产生的高 di/dt 会在 IGBT 模块中产生高的过压而引 起故障。 通过减缓故障电流关断 di/dt 能够 避免失效模式，即，通过（1）增加 关断栅极电阻， （2）降低栅极驱动电 压，或者（3）在关断前减小故障电 流幅值。 因为会增强不利的米勒效应【1】 ， 增加关断栅极电阻并不是十分可行的 解决方案。其他两种方法则可以避免 此不利影响。 通过以上讨论，我们能清楚地认 识到:降低故障电流幅值能减小在故障 情况下引起 IGBT 失效的三个主要应 力。 本文提到的 FCLC 能够满足以下 理想属性： （i） 该电路能够限制允许通过 IGBT 的最大故障电流并能 够降低承受大电流的器件 以及这个系统的其它部分 的应力。 （ii） 该电路能耐受噪音和其他 不利因素。由于高开关 di/dt 以及杂散电路电感， 开关电路会产生噪音。故 障探测方法应该忽略如二 极管恢复等类似情况产生 的噪音以及瞬时过电流。 （iii ） 在“导通出现故障”及 “开关进入故障”之类的 情况下，该电路应该足够 灵活以便操作。 （iv） 该电路不应对 IGBT 的开关 及导通产生不利影响。由 于温度升高，这将在系统 的运行效率及部件的可靠 性上有所反映。 （v） 该电路的在能正确定义故 障发生概率的地方应能很 容易的设置。 所述电路的操作 图 1 所示电路同以下元件组成： （1） 齐纳二极管 Z1 ，用于产生所 需的钳住电压。 （2） 二极管 D2，用于阻断负的断 态栅极偏压。 （3） MOSFET S1，用于控制电路的 （开通/关断）操作状态。 （4） 来自于分压器的电阻器 R1、R2 和 R3。电阻 RG、R1、R2 和 R3 被调整以 产生需要的时间常数 t1=(RG+R1+r2)*R3/(RG+R1+ R2+R3)*Ciss，其中 Ciss 为 MOSFET 的输入电容。 （5） 快速二极管 D1 被用作故障检 测元件，其额定电压与被保护 的 IGBT 相同。 本电路利用集电极-发射极电压 （VCE）检测技术来检测短路电路的 发生。根据定义，短路电路意味着唯 一被电源探测的阻抗是开关器件。此 电源电压将因此被加在这个器件上。 当这种情况发生时，IGBT 将脱离其 低通态压降模式并生成输出特性曲线。 当本应处在低通态的器件处于高压状 态时，该电路将检测到此器件。 当处在正常情况下时，栅极驱动 电压加在栅极和发射极终端上，且， 当 VCE 超过栅极阈值时，IGBT 开始 导通。在开通瞬态结束时，VCE 降低 至通态压降水平。此过程完成的持续 时间在 100ns 到 2 微秒之间（取决于 IGBT 的特性以及负载电流幅值。 起初，由于栅极驱动电压高并且 IGBT 仍然处于关断状态，二极管 D1 反向偏压。栅极驱动开始对 MOSFET S1 的栅极以由时间常数 1 决定的 速率充电。这个时间常数被调整以使 MOSFET 栅极电压至少在 IGBT 完成 开启过程之前维持在比其阈值低的值。 如果此导通过程正常进行，VCE 将降 低至通态压降水平。当 VCE 低于栅 极信号水平（如 15v）时，二极管 D1 正向偏压且 a 点的电势开始随着 VCE 一同降低。当开启过程即将完成时， a 点的电压降低至几伏。在上述情况 下，电阻 R1 和 R2 被调整以保持 MOSFET 栅极电压低于其阈值电平。 最终，如图 2 波形图所示，IGBT 的 栅极信号并未受到影响。 如果 IGBT 出现短路，当电源电 压被强加在集电极和发射极两端时， VCE 保持在关断状态电平。双极管 D1 则保持反向偏压，且 MOSFET 栅 极的电势继续朝由栅极电压和电阻 R1、R2、R3 的相对值决定的电平上 升。这些电阻在上述情形下被调节以 保证 MOSFET 的开通。一旦 MOSFET S1 被开通，IGBT 栅极信号 便被保持在较低的电压；该电压主要 由齐纳二极管 Z1 的雪崩电压决定。 最终，IGBT 栅极信号降低至较低水 平，如图 2 波形图所示。 从该图还 可以看出，这些电路元件还被调整以 产生 1s 的延时。 通过将栅极电压保持在一较低的 电平，故障电流幅值被降低，因此， IGBT 模块的功耗被降低。降低损耗 最直接的作用如前所述，即：延长了 器件短路耐受时间。在图 3 至图 5 中， 对比了在具有和不具有 FCLC 电路的 情况下的短路波形，可以发现：故障 电流及相应能耗都明显降低了。在 FCLC 的作用下，故障电流从 400A 降低至 230A，而能耗也由 10s 内 的 1.35J 降低至 0.8J。 选择降低所述损耗的钳住电压的 标准将在下文进行讨论。 本文再次在此强调：文中所述 FCLC 只用于延长 IGBT 短路耐受时 间。慢速主保护电路将最终完全关断 栅极驱动及阻止 IGBTs 的放电。 在一些经常产生窄而幅值大的电 流尖峰的应用中，如电动机电缆的电 容电流或噪音引发的贯通瞬变，电平 必需被限制以使栅极电压降低。这种 瞬态如果被认为是一种非破坏性类型， 其必须不能对可能引起系统崩溃的保 护电路产生不利影响。因此，钳住电 压应维持在足够高的水平以允许电路 在此瞬态过去时能够不被自锁。钳住 电压的值由已知的任何应用所给出的 最大估计负载电流所决定。IGBT 栅 极电压应该足够高以便器件在仍处于 饱和状态的情况下仍能提供足够负载 电流。如图 3 所示，栅极钳住电压 (=12v)被用于为测试模块提供两次额 定电流。在实际应用中，最大负载电 流会明显低于峰值额定电流，这将允 许使用低得多的钳位电压，从而延长 短路耐受时间。以上讨论的情况将在 以下各段进行证明。 故障可能在 IGBT 处于导通状态 时发生。如图 6 所示，在发生故障前， IGBT 正通过感性负载电流。如图所 示，VCE 从低通态电压迅速地上升到 直流阻断电压。二极管在此时反向偏 压；正如先前出现的情况一样，IGBT 栅极信号开始为 MOSFET 输入电容 充电，而二极管 D1 的恢复电流将加 快此过程。最终，IGBT 栅极电压在 较短时间内被限制；在这种故障类型 下这是一个有利的影响，因此没有必 要延迟电路反应。事实上，更快的电 路反应有助于减少不利的米勒效应。 在图 6 中，模拟了时长为 5 微秒 的瞬态型故障。在故障结束时，IGBT 电流还原为负载电流；VCE 恢复至通 态电压水平；二极管 D1 恢复为正向 偏压状态；钳位电路被关断。栅极电 压恢复至初始值且操作可不受阻碍地 继续进行。如果栅极钳住电压降低至 一个过低的水平，IGBT 将不能承受 负载电流并且 VCE 即使在瞬态故障 消失以后也仍将保持在较高水平， FCLC 在这种状态下将保持锁闭以使 IGBT 维持在“伪”故障状态。这个 过程将保证主要保护电路的误触发以 及电路的关断行为。通过选择适当的 钳位电压可以避免滋扰跳闸。 我们可以看到：随着钳位栅极电 压的降低，IGBT 的短路耐受时间可 以显著地延长，这使慢速主保护电路 的应用变得可能。 备用电路 图 1 所示电路要求基于栅极阈值 电压对 MOSFET S1 进行选择。如果 所选 IGBT 具有过高的通态压降，就 可能找不出适合的 MOSFETs。 图 7 所示的电路能消除 MOSFET 的选择问题。Zener Z2 被用来抵消 IGBT 的通态压降（无论此压降可能 会有多高） 。通过这种方式，当 IGBT 即使通有情况最坏的负载电流时， MOSFET S1 栅极的电势也仍将低于 其栅极阈值电压，并且，钳位电路将 保持在关断状态。 图 8 所示的电路是本文所述 FCLC 的二阶派生电路。逐步降低栅 极电压以延长短路保护时间。在第一 阶段后，也即诊断阶段后，通过 MOSFET S2 的运行，栅极电压电平 被进一步降低，此触发机制与例 1 相 同。控制 S2 触发的时间常数 2 是 通过恰当地选择 R4、R5 和 C2 的值 来实现的；C2 是 MOSFET 输入电容 与外部离散电容之和。 图 F9 的波形 #1 和#2 为每次只有一个阶段起作用 的波形，波形#3 是上诉 2 个阶段共同 作用的波形且表示在故障状态下二阶 FCLC 的 IGBT 栅极输出信号，该信 号可与波形#3 所示的在没有 FCLC 作 用下的栅极信号相比较。本文所述电 路不仅延长了 IGBT 的短路电流耐受 时间，而且也可极大地降低关断时的 故障电流水平。如前所述，在关断时 降低故障电流幅值有助于防止 IGBT 锁闭并能降低关断时的过压。图 10 和 11 对单阶 FCLC 与双阶 FCLC 在 故障电流中的作用进行了对比，结合 图 4 可以看到，故障关断电压逐步地 降低了。如图 12 所示，IGBT 故障电 流由未接 FCLC 时的 400A 降低至接 FCLC 时的 220A，且在双阶 FCLC 的 作用下被进一步降低至 60A。在图 12 中，将栅极电压与上述三例中的相关 的故障电流进行了对比。图 13 表示 由此造成的能耗，可以发现，在二阶- FCLC 作用下的能耗有了显著地降低。 最终，被保护的 IBGT 的短路耐受时 间大大延长了，图 14 表示 IGBT 的短 路耐受时间为 30 微秒。 在一些应用中