无限脉冲响应数字滤波器的设计.ppt

第6章 无限脉冲响应数字滤波器的设计,6.1 数字滤波器的基本概念 6.2 模拟滤波器的设计 6.3 用脉冲响应不变法设计IIR数字低通滤波器 6.4 用双线性变换法设计IIR数字低通滤波器 6.5 数字高通、带通和带阻滤波器的设计 6.6 IIR 数字滤波器的直接设计法,6.1 数字滤波器的基本概念,1. 数字滤波器的分类 数字滤波器从实现的网络结构或者从单位脉冲响应分类，可以分成无限脉冲响应(IIR)滤波器和有限脉冲响应(FIR)滤波器。它们的系统函数分别为：,(6.1.1),(6.1.2),图6.1.1 理想低通、高通、带通、带阻滤波器幅度特性,2数字滤波器的技术要求 我们通常用的数字滤波器一般属于选频滤波器。假设数字滤波器的传输函数H(e j)用下式表示：,图6.1.2 低通滤波器的技术要求,通带内和阻带内允许的衰减一般用dB数表示，通带内允许的最大衰减用p表示，阻带内允许的最小衰减用s表示，p和s分别定义为：,(6.1.3),(6.1.4),如将|H(ej0)|归一化为1，(6.1.3)和(6.1.4)式则表示成：,(6.1.5),(6.1.6),3. 数字滤波器设计方法概述 IIR滤波器和FIR滤波器的设计方法是很不相同的。IIR滤波器设计方法有两类，经常用的一类设计方法是借助于模拟滤波器的设计方法进行的。其设计步骤是：先设计模拟滤波器得到传输函数Ha(s)，然后将Ha(s)按某种方法转换成数字滤波器的系统函数H(z)。,6.2 模拟滤波器的设计,模拟滤波器的理论和设计方法已发展得相当成熟，且有若干典型的模拟滤波器供我们选择，如巴特沃斯(Butterworth)滤波器、切比雪夫(Chebyshev)滤波器、椭圆(Cauer)滤波器、贝塞尔(Bessel)滤波器等，这些滤波器都有严格的设计公式、现成的曲线和图表供设计人员使用。,图6.2.1 各种理想滤波器的幅频特性,1.模拟低通滤波器的设计指标 及逼近方法 模拟低通滤波器的设计指标有p, p,s和s。其中p和s分别称为通带截止频率和阻带截止频率，p是通带(=0p)中的最大衰减系数，s是阻带s的最小衰减系数，p和s一般用dB数表示。对于单调下降的幅度特性，可表示成：,(6.2.1),(6.2.2),如果=0处幅度已归一化到1，即|Ha(j0)|=1,p和s表示为 以上技术指标用图6.2.2表示。图中c称为3dB截止频率，因,(6.2.3),(6.2.4),图6.2.2 低通滤波器的幅度特性,滤波器的技术指标给定后，需要设计一个传输函数Ha(s)，希望其幅度平方函数满足给定的指标p和s，一般滤波器的单位冲激响应为实数，因此,(6.2.5),2.巴特沃斯低通滤波器的设计方法 巴特沃斯低通滤波器的幅度平方函数|Ha(j)|2用下式表示：,(6.2.6),图6.2.3 巴特沃斯幅度特性和N的关系,将幅度平方函数|Ha(j)|2写成s的函数：,(6.2.7),此式表明幅度平方函数有2N个极点，极点sk用下式表示：,(6.2.8),图6.2.4 三阶巴特沃斯滤波器极点分布,为形成稳定的滤波器，2N个极点中只取s平面左半平面的N个极点构成Ha(s)，而右半平面的N个极点构成Ha(s)。 Ha(s)的表示式为,设N=3，极点有6个，它们分别为,取s平面左半平面的极点s0,s1,s2组成Ha(s)：,由于各滤波器的幅频特性不同，为使设计统一，将所有的频率归一化。这里采用对3dB截止频率c归一化，归一化后的Ha(s)表示为 式中，s/c=j/c。 令=/c，称为归一化频率；令p=j，p称为归一化复变量，这样归一化巴特沃斯的传输函数为,(6.2.10),(6.2.11),式中，pk为归一化极点，用下式表示： 将极点表示式(6.2.12)代入(6.2.11)式，得到的Ha(p)的分母是p的N阶多项式，用下式表示：,(6.2.12),将=s代入(6.2.6)式中，再将|Ha(js)|2代入 (6.2.4)式中，得到：,(6.2.14),(6.2.15),由(6.2.14)和(6.2.15)式得到：,令,则N由下式表示：,(6.2.16),用上式求出的N可能有小数部分，应取大于等于N的最小整数。关于3dB截止频率c，如果技术指标中没有给出，可以按照(6.2.14)式或(6.2.15)式求出，由(6.2.14)式得到：,由(6.2.15)式得到：,(6.2.17),(6.2.18),总结以上，低通巴特沃斯滤波器的设计步骤如下： (1)根据技术指标p,p,s和s，用(6.2.16)式求出滤波器的阶数N。 (2)按照(6.2.12)式，求出归一化极点pk，将pk代入(6.2.11)式，得到归一化传输函数Ha(p)。 (3)将Ha(p)去归一化。将p=s/c代入Ha(p)，得到实际的滤波器传输函数Ha(s)。,表6.2.1 巴特沃斯归一化低通滤波器参数,例6.2.1 已知通带截止频率fp=5kHz，通带最大衰减p=2dB，阻带截止频率fs=12kHz，阻带最小衰减s=30dB，按照以上技术指标设计巴特沃斯低通滤波器。 解 (1) 确定阶数N。,(2) 按照(6.2.12)式，其极点为,按照(6.2.11)式，归一化传输函数为,上式分母可以展开成为五阶多项式，或者将共轭极点放在一起，形成因式分解形式。这里不如直接查表6.2.1简单，由N=5，直接查表得到： 极点：-0.3090j0.9511,-0.8090j0.5878; -1.0000,式 b0=1.0000,b1=3.2361,b2=5.2361,b3=5.2361,b4=3.2361,(3) 为将Ha(p)去归一化，先求3dB截止频率c。 按照(6.2.17)式，得到：,将c代入(6.2.18)式，得到：,将p=s/c代入Ha(p)中得到：,我们这里仅介绍切比雪夫型滤波器的设计方法。图6.2.5分别画出阶数N为奇数与偶数时的切比雪夫型滤波器幅频特性。其幅度平方函数用A2()表示：,(6.2.19),图6.2.5 切比雪夫型滤波器幅频特性,式中，为小于1的正数，表示通带内幅度波动的程度，愈大，波动幅度也愈大。p称为通带截止频率。令=/p，称为对p的归一化频率。CN(x)称为N阶切比雪夫多项式，定义为,当N=0时，C0(x)=1； 当N=1时，C1(x)=x； 当N=2时，C2(x)=2x 21； 当N=3时，C3(x)=4x 33x。 由此可归纳出高阶切比雪夫多项式的递推公式为 C N+1 (x)=2xCN(x)C N-1 (x) (6.2.20),图6.2.6示出了阶数N=0,4,5时的切比雪夫多项式特性。 由图可见： (1)切比雪夫多项式的过零点在|x|1的范围内； (2)当|x|1时，CN(x)是双曲线函数，随x单调上升。,图6.2.6 N=0,4,5切比雪夫多项式曲线,按照(6.2.19)式，平方幅度函数与三个参数即,p和N有关。其中与通带内允许的波动大小有关，定义允许的通带波纹用下式表示：,(6.2.21),因此,(6.2.22),图6.2.7 切比雪夫型与巴特沃斯低通的A2()曲线,设阻带的起始点频率(阻带截止频率)用s表示，在s处的A2(s)用(6.2.19)式确定：,(6.2.23),令s=s/p，由s1，有,(6.2.24),(6.2.25),可以解出,3dB截止频率用c表示，,按照(6.2.19)式，有,通常取c1，因此,上式中仅取正号，得到3dB截止频率计算公式：,(6.2.26),以上p,和N确定后，可以求出滤波器的极点，并确定Ha(p)，p=s/p。求解的过程请参考有关资料。下面仅介绍一些有用的结果。 设Ha(s)的极点为si=i+ji，可以证明：,(6.2.23),令s=s/p，由s1，有,(6.2.24),(6.2.25),上式中仅取正号，得到3dB截止频率计算公式：,(6.2.26),设Ha(s)的极点为si=i+ji，可以证明：,(6.2.27),式中,(6.2.28),(6.2.28)式是一个椭圆方程，长半轴为pch(在虚轴上)，短半轴为psh(在实轴上)。令bp和ap分别表示长半轴和短半轴，可推导出：,(6.2.29),(6.2.30),(6.2.31),图6.2.8 三阶切比雪夫滤波器的极点分布,设N=3，平方幅度函数的极点分布如图6.2.8所示(极点用X表示)。为稳定，用左半平面的极点构成Ha(p)，即,(6.2.32),式中c是待定系数。根据幅度平方函数(6.2.19)式 可导出：c=2 N-1，代入(6.2.32)式，得到归一化的 传输函数为,(6.2.33a),按照以上分析，下面介绍切比雪夫型滤波器设计步骤。 1) 确定技术要求p,p,s和s p是=p时的衰减系数，s是=s时的衰减系数，它们为,去归一化后的传输函数为,(6.2.33b),(6.2.34),(6.2.35),这里p就是前面定义的通带波纹，见(6.2.21)式。归一化频率 2) 求滤波器阶数N和参数 由(6.2.19)式，得到：,将以上两式代入(6.2.34)式和(6.2.35)式，得到：,令,(6.2.36),(6.2.37),这样，先由(6.2.36)式求出k-11，代入(6.2.37)式，求出阶数N，最后取大于等于N的最小整数。 按照(6.2.22)式求，这里p=。 +2=10 0.11 3) 求归一化传输函数Ha(p) 为求Ha(p)，先按照(6.2.27)式求出归一化极点pk,k=1,2,:,N。,将极点pk代入(6.2.33)式，得到：,4) 将Ha(p)去归一化，得到实际的Ha(s)，即,(6.2.38),(6.2.39),例6.2.2设计低通切比雪夫滤波器，要求通带截止频率fp=3kHz，通带最大衰减p=0.1dB，阻带截止频率fs=12kHz，阻带最小衰减s=60dB。 解 (1) 滤波器的技术要求：,(2) 求阶数N和：,(3) 求Ha(p):,由(6.2.38)式求出N=5时的极点pi，代入上式，得到：,(4)将Ha(p)去归一化，得到：,4.模拟滤波器的频率变换模拟高通、带通、带阻滤波器的设计 为了防止符号混淆，先规定一些符号如下： 1) 低通到高通的频率变换 和之间的关系为 上式即是低通到高通的频率变换公式，如果已知低通G(j)，高通H(j)则用下式转换：,(6.2.41),(6.2.40),图6.2.9 低通与高通滤波器的幅度特性,模拟高通滤波器的设计步骤如下： (1)确定高通滤波器的技术指标：通带下限频率p，阻带上限频率s，通带最大衰减p，阻带最小衰减s。 (2)确定相应低通滤波器的设计指标：按照(6.2.40)式，将高通滤波器的边界频率转换成低通滤波器的边界频率，各项设计指标为： 低通滤波器通带截止频率p=1/p； 低通滤波器阻带截止频率s=1/s； 通带最大衰减仍为p，阻带最小衰减仍为s。,(3)设计归一化低通滤波器G(p)。 (4)求模拟高通的H(s)。将G(p)按照(6.2.40)式，转换成归一化高通H(q)，为去归一化，将q=s/c代入H(q)中，得 例6.2.3 设计高通滤波器,fp=200Hz,fs=100Hz，幅度特性单调下降，fp处最大衰减为3dB，阻带最小衰减s=15dB。,(6.2.42),解 高通技术要求： fp=200Hz,p=3dB; fs=100Hz,s=15dB 归一化频率,低通技术要求：, 设计归一化低通G(p)。采用巴特沃斯滤波器，故, 求模拟高通H(s)： 2) 低通到带通的频率变换 低通与带通滤波器的幅度特性如图6.2.10所示。,图6.2.10 带通与低通滤波器的幅度特性,表6.2.2 与的对应关系,由与的对应关系，得到：,由表6.2.2知p对应u，代入上式中，有,(6.2.43)式称为低通到带通的频率变换公式。利用该式将带通的边界频率转换成低通的边界频率。下面推导由归一化低通到带通的转换公式。由于,将(6.2.43)式代入上式，得到：,将q=j代入上式，得到：,为去归一化，将q=s/B代入上式，得到：,(6.2.44),(6.2.45),上式就是由归一化低通直接转换成带通的计算公式。 下面总结模拟带通的设计步骤。 (1)确定模拟带通滤波器的技术指标，即： 带通上限频率u，带通下限频率l 下阻带上限频率 s1 ,上阻带下限频率 s2 通带中心频率20=lu，通带宽度B=ul 与以上边界频率对应的归一化边界频率如下：,(2) 确定归一化低通技术要求： s与-s的绝对值可能不相等，一般取绝对值小的s，这样保证在较大的s处更能满足要求。 通带最大衰减仍为p，阻带最小衰减亦为s。 (3) 设计归一化低通G(p)。 (4) 由(6.2.45)式直接将G(p)转换成带通H(s)。,例6.2.4 设计模拟带通滤波器，通带带宽B=2200rad/s，中心频率0=21000rad/s，通带内最大衰减p=3dB，阻带s1=2830rad/s,s2=21200rad/s，阻带最小衰减s=15dB。 解 (1) 模拟带通的技术要求： 0=21000rad/s,p=3dB s1 =2830rad/s,s2=21200rad/s,s=15dB B=2200rad/s; 0=5,s1=4.15,s2=6,(2) 模拟归一化低通技术要求：,取s=1.833,p=3dB,s=15dB。 (3)设计模拟归一化低通滤波器G(p)： 采用巴特沃斯型，有,取N=3，查表6.2.1，得,(4) 求模拟带通H(s)：,3) 低通到带阻的频率变换 低通与带阻滤波器的幅频特性如图6.2.11所示。,图6.2.11 低通与带阻滤波器的幅频特性,图中，l和u分别是下通带截止频率和上通带截止频率，s1和s2分别为阻带的下限频率和上限频率，0为阻带中心频率，20=ul，阻带带宽B=ul，B作为归一化参考频率。相应的归一化边界频率为 u=u/B,l=l/B,s1=s1/B,s2=s2/B; 20=ul,表6.2.3 与的对应关系,根据与的对应关系，可得到： 且ul=1，p=1，(6.2.46)式称为低通到带阻的频率变换公式。将(6.2.46)式代入p=j，并去归一化，可得 上式就是直接由归一化低通转换成带阻的频率变换公式。,(6.2.46),(6.2.47),(6.2.48),下面总结设计带阻滤波器的步骤： (1)确定模拟带阻滤波器的技术要求，即： 下通带截止频率l,上通带截止频率u 阻带下限频率s1，阻带上限频率s2 阻带中心频率+20=ul，阻带宽度B=ul 它们相应的归一化边界频率为 l=l/B,u=u/B,s1=s1/B; s2=s2/B,20=ul 以及通带最大衰减p和阻带最小衰减s。,(2) 确定归一化模拟低通技术要求，即： 取s和s的绝对值较小的s；通带最大衰减为p，阻带最小衰减为s。 (3) 设计归一化模拟低通G(p)。 (4) 按照(6.2.48)式直接将G(p)转换成带阻滤波器H(s)。,例6.2.5 设计模拟带阻滤波器，其技术要求为： l=2905rad/s, s1=2980rad/s, s2= 21020rad/s,u=21105rad/s,p=3dB, s=25dB。试设计巴特沃斯带阻滤波器。 解 (1) 模拟带阻滤波器的技术要求： l=2905,u=21105; s1=2980,s2=21020; 20=lu=4+21000025,B=ul=2200;,l=l/B=4.525,u=u/B=5.525; s1=s1/B=4.9,s2=5.1; 20=lu=25 (2) 归一化低通的技术要求：,(3)设计归一化低通滤波器G(p):,(4) 带阻滤波器的H(s)为,6.3 用脉冲响应不变法设计IIR 数字低通滤波器,为了保证转换后的H(z)稳定且满足技术要求，对转换关系提出两点要求： (1) 因果稳定的模拟滤波器转换成数字滤波器，仍是因果稳定的。 (2)数字滤波器的频率响应模仿模拟滤波器的频响，s平面的虚轴映射z平面的单位圆，相应的频率之间成线性关系。,设模拟滤波器的传输函数为Ha(s),相应的单位冲激响应是ha(t),设模拟滤波器Ha(s)只有单阶极点，且分母多项式 的阶次高于分子多项式的阶次，将Ha(s)用部分分式表 示：,(6.3.1),式中si为Ha(s)的单阶极点。将Ha(s)进行逆拉氏 变换得到ha(t)：,(6.3.2),式中u(t)是单位阶跃函数。对ha(t)进行等间隔采样，采样间隔为T，得到：,(6.3.3),对上式进行Z变换，得到数字滤波器的系统函数H(z)：,(6.3.4),设ha(t)的采样信号用ha(t)表示，,对 进行拉氏变换，得到:,式中ha(nT)是ha(t)在采样点t=nT时的幅度值， 它与序列h(n)的幅度值相等，即h(n)=ha(nT)，因此 得到:,(6.3.5),上式表示采样信号的拉氏变换与相应的序列的Z变换之间的映射关系可用下式表示： 我们知道模拟信号ha(t)的傅里叶变换Ha(j)和其采样信号 的傅里叶变换 之间的关系满足(1.5.5)式，重写如下：,(6.3.6),将s=j代入上式，得,由(6.3.5)式和(6.3.8)式得到:,(6.3.7),(6.3.8),(6.3.9),上式表明将模拟信号ha(t)的拉氏变换在s平面上沿虚轴按照周期s=2/T延拓后，再按照(6.3.6)式映射关系，映射到z平面上，就得到H(z)。(6.3.6)式可称为标准映射关系。下面进一步分析这种映射关系。设,按照(6.3.6)式，得到:,因此得到:,(6.3.10),那么 =0,r=1 0,r1 另外，注意到z=esT是一个周期函数，可写成,为任意整数,图6.3.1 z=esT,s平面与z平面之间的映射关系,图6.3.2 脉冲响应不变法的频率混叠现象,假设 没有频率混叠现象，即满足 按照(6.3.9)式，并将关系式s=j代入，=T，代入得到： 令,一般Ha(s)的极点si是一个复数，且以共轭成对的形式出现，在(6.3.1)式中将一对复数共轭极点放在一起，形成一个二阶基本节。如果模拟滤波器的二阶基本节的形式为,极点为,(6.3.11),可以推导出相应的数字滤波器二阶基本节(只有实 数乘法)的形式为,(6.3.12),如果模拟滤波器二阶基本节的形式为,极点为,(6.3.13),(6.3.14),例6.3.1 已知模拟滤波器的传输函数Ha(s)为 用脉冲响应不变法将Ha(s)转换成数字滤波器的系统函数H(z)。 解 首先将Ha(s)写成部分分式：,极点为,那么H(z)的极点为,按照(6.3.4)式，并经过整理，得到 设T=1s时用H1(z)表示，T=0.1s时用H2(z)表示，则,转换时，也可以直接按照(6.3.13),(6.3.14)式进行 转换。首先将Ha(s)写成(6.3.13)式的形式，如极点 s1,2=1j1,则,再按照(6.3.14)式，H(z)为,图6.3.3 例6.3.1的幅度特性,6.4 用双线性变换法设计IIR数字 低通滤波器,正切变换实现频率压缩：,(6.4.1),式中T仍是采样间隔，当1从/T经过0变化到 /T时，则由经过0变化到+，实现了s平面上整 个虚轴完全压缩到s1平面上虚轴的/T之间的转换。 这样便有,(6.4.2),再通过 转换到z平面上，得到：,(6.4.3),(6.4.4),下面分析模拟频率和数字频率之间的关系。,图6.4.1 双线性变换法的映射关系,令s=j,z=e j，并代入(6.4.3)式中，有,(6.4.5),图6.4.2 双线性变换法的频率变换关系,图6.4.3 双线性变换法幅度和相位特性的非线性映射,设,表6.4.1 系数关系表,例6.4.1试分别用脉冲响应不变法和双线性不变法将图6.4.4所示的RC低通滤波器转换成数字滤波器。 解 首先按照图6.4.4写出该滤波器的传输函数Ha(s)为,利用脉冲响应不变法转换，数字滤波器的系统函 数H1(z)为,利用双线性变换法转换，数字滤波器的系统函数H2(z)为,H1(z)和H2(z)的网络结构分别如图6.4.5(a),(b)所示。,图6.4.5 例6.4.1图H1(z)和H2(z)的网络结构 (a)H1(z); (b)H2(z),下面我们总结利用模拟滤波器设计IIR数字低通滤波器的步骤。 (1)确定数字低通滤波器的技术指标：通带截止频率p、通带衰减p、阻带截止频率s、阻带衰减s。 (2)将数字低通滤波器的技术指标转换成模拟低通滤波器的技术指标。,如果采用双线性变换法，边界频率的转换关系为,图6.4.6例6.4.1 图数字滤波器H1(z)和H2(z)的幅频特性,(3)按照模拟低通滤波器的技术指标设计模拟低通滤波器。 (4)将模拟滤波器Ha(s)，从s平面转换到z平面，得到数字低通滤波器系统函数H(z)。 例6.4.2 设计低通数字滤波器，要求在通带内频率低于0.2rad时，容许幅度误差在1dB以内；在频率0.3到之间的阻带衰减大于15dB。指定模拟滤波器采用巴特沃斯低通滤波器。试分别用脉冲响应不变法和双线性变换法设计滤波器。,解 (1) 用脉冲响应不变法设计数字低通滤波器。 数字低通的技术指标为 p=0.2rad,p=1dB; s=0.3rad,s=15dB 模拟低通的技术指标为 T=1s,p=0.2rad/s,p=1dB; s=0.3rad/s,s=15dB,设计巴特沃斯低通滤波器。先计算阶数N及3dB截止频率c。,取N=6。为求3dB截止频率c,将p和p代入(6.2.17)式，得到c=0.7032rad/s，显然此值满足通带技术要求，同时给阻带衰减留一定余量，这对防止频率混叠有一定好处。 根据阶数N=6，查表6.2.1，得到归一化传输函数为,为去归一化，将p=s/c代入Ha(p)中，得到实际的 传输函数Ha(s),用脉冲响应不变法将Ha(s)转换成H(z)。首先将 Ha(s)进行部分分式，并按照(6.3.11)式、(6.3.12)式，或 者(6.3.13)式和(6.3.14)式，得到：,图6.4.7 例6.4.2图用脉冲响应不变法设计的数字低通滤波器的幅度特性,(2) 用双线性变换法设计数字低通滤波器。 数字低通技术指标仍为 p=0.2rad,p=1dB; s=0.3rad,s=15dB 模拟低通的技术指标为, 设计巴特沃斯低通滤波器。阶数N计算如下：,取N=6。为求c,将s和s代入(6.2.18)式中，得 到c=0.7662rad/s。这样阻带技术指标满足要求，通 带指标已经超过。,根据N=6，查表6.2.1得到的归一化传输函数Ha(p)与脉冲响应不变法得到的相同。为去归一化，将p=s/c代入Ha(p)，得实际的Ha(s)， 用双线性变换法将Ha(s)转换成数字滤波器H(z)：,图6.4.8 例6.4.2图用双线性变换法设计的数字低通滤波器的幅度特性,6.5 数字高通、带通和带阻滤波器的设计,例如高通数字滤波器等。具体设计步骤如下： (1) 确定所需类型数字滤波器的技术指标。 (2) 将所需类型数字滤波器的技术指标转换成所需类型模拟滤波器的技术指标，转换公式为,(3)将所需类型模拟滤波器技术指标转换成模拟低通滤波器技术指标(具体转换公式参考本章6.2节)。 (4)设计模拟低通滤波器。 (5)将模拟低通通过频率变换，转换成所需类型的模拟滤波器。 (6)采用双线性变换法，将所需类型的模拟滤波器转换成所需类型的数字滤波器。,例6.5.1 设计一个数字高通滤波器，要求通带截止频率p=0.8rad，通带衰减不大于3 dB，阻带截止频率s=0.44rad,阻带衰减不小于15dB。希望采用巴特沃斯型滤波器。 解 (1)数字高通的技术指标为 p=0.8rad,p=3dB; s=0.44rad,s=15dB,(2) 模拟高通的技术指标计算如下： 令T=1，则有,(3)模拟低通滤波器的技术指标计算如下：,将p和s对3dB截止频率c归一化，这里c=p, (4)设计归一化模拟低通滤波器G(p)。模拟低通滤波器的阶数N计算如下：,查表6.2.1，得到归一化模拟低通传输函数G(p)为,为去归一化，将p=s/c代入上式得到：,(5) 将模拟低通转换成模拟高通。将上式中G(s) 的变量换成1/s，得到模拟高通Ha(s)：,(6)用双线性变换法将模拟高通H (s)转换成数字高通H(z)：,实际上(5)、(6)两步可合并成一步，即,例6.5.2设计一个数字带通滤波器，通带范围为0.3rad到0.4rad，通带内最大衰减为3dB，0.2rad以下和0.5rad以上为阻带，阻带内最小衰减为18dB。采用巴特沃斯型模拟低通滤波器。 解 (1)数字带通滤波器技术指标为 通带上截止频率 u=0.4rad 通带下截止频率 l=0.3rad,阻带上截止频率 s2=0.5rad 阻带下截止频率 s1=0.2rad 通带内最大衰减p=3dB，阻带内最小衰减s=18dB。,(2) 模拟带通滤波器技术指标如下： 设T=1，则有,(通带中心频率),(带宽),将以上边界频率对带宽B归一化，得到 u=3.348,l=2.348; s2=4.608,s1=1.498; 0=2.804 (3) 模拟归一化低通滤波器技术指标： 归一化阻带截止频率,归一化通带截止频率,p=1 p=3dB,s=18dB,(4) 设计模拟低通滤波器：,查表6.2.1，得到归一化低通传输函数G(p),(5) 将归一化模拟低通转换成模拟带通： (6)通过双线性变换法将Ha(s)转换成数字带通滤波器H(z)。下面将(5)、(6)两步合成一步计算：,将上式代入(5)中的转换公式，得,将上面的p等式代入G(p)中，得,例6.5.3设计一个数字带阻滤波器，通带下限频率l=0.19,阻带下截止频率s1=0.198，阻带上截止频率s2=0.202，通带上限频率u=0.21，阻带最小衰减s=13dB，l和u处衰减p=3dB。采用巴特沃斯型。 解 (1) 数字带阻滤波器技术指标： l=0.19rad,u=0.21rad,p=3dB; s1=0.198rad,s2=0.202rad,s=13dB,(2) 模拟带阻滤波器的技术指标： 设T=1，则有,阻带中心频率平方为 20=lu=0.421 阻带带宽为 B=u-l=0.07rad/s,将以上边界频率对B归一化： l=8.786,u=9.786, s1=9.186,s2=9.386; 20=lu=85.98 (3) 模拟归一化低通滤波器的技术指标： 按照(6.2.48)式，有 p=1,p=3dB,(4) 设计模拟低通滤波器：,(5) 将G(p)转换成模拟阻带滤波器Ha(s)：,(6) 将Ha(s)通过双线性变换，得到数字阻带滤波器H(z)。,6.6 IIR 数字滤波器的直接设计法,1. 零极点累试法 称为零极点累试法。在确定零极点位置时要注意： (1)极点必须位于z平面单位圆内，保证数字滤波器因果稳定； (2)复数零极点必须共轭成对，保证系统函数有理式的系数是实的。,图6.6.1 例6.6.1图 (a)零极点分布； (b)幅度特性,2.在频域利用幅度平方误差最小法直接设计IIR数字滤波器 设IIR滤波器由K个二阶网络级联而成，系统函数用H(z)表示，,(6.6.1),式中，A是常数；ai,bi,ci,di是待求的系数；Hd(e j) 是希望设计的滤波器频响。如果在(0，)区间取N点数 字频率i,i=1,2,:,N，在这N点频率上，比较|Hd(e j)|和 |H(e j)|，写出两者的幅度平方误差E为,(6.6.2),而在(6.6.1)式中共有(4K+1)个待定的系数，求它们的原则是使E最小。下面我们研究采用(6.6.1)式网络结构，如何求出(4K+1)系数。 按照(6.6.2)式，E是(4K+1)个未知数的函数，用下式表示：,上式表示4K个系数组成的系数向量。为推导公式方便，令,(6.6.3),为选择A使E最小，令,(6.6.4),设k是 的第k个分量(ak或bk或ck或dk)，,(6.6.5),因为 ,式中H*i表示对Hi函数共轭。,(6.6.6),将上式具体写成对ak,bk,ck,dk的偏导，得到：,(6.6.7),式中，k=1,2,3,:,K；i=1,2,3,:,N。 同理求得,(6.6.8),(6.6.9),(6.6.10),由于系统函数是一个有理函数，极、零点均以共轭成对的形式存在，对于极点z1,一定有下面关系：,(6.6.11),图6.6.2 例6.6.2图 (a)要求的幅度特性；(b)k=1，2时的幅度特性,例6.6.2 设计低通数字滤波器，其幅度特性如图 6.6.2(a)所示。截止频率s=0.1rad。,解 考虑到通带和过渡带的重要，在00.2区间，每隔0.01取一点i值，在0.2区间每隔0.1取一点i值，并增加一点过渡带，在=0.1处 |Hd(e j)|=0.5。 1.0,=0,0.01,0.02,:,0.09 0.5,=0.1 0.0,=0.11,0.