工艺技术_非接触式ic卡射频前端电路设计

非接触式IC卡射频前端电路设计 路 超 李永明 (清华大学微电子学研究所,北京, 100084) 20010115收稿, 20010404收改稿 摘要:给出了一种基于ISO?IEC1444322标准的非接触式IC卡射频前端电路设计方案,详细叙述了典型模 块的设计思路。 本设计采用0. 8m CMOS工艺流水,设计工作频率为13156M Hz,数据传输速率为106 kbps。 文 中给出了H spice模拟和相应的芯片测试结果,验证了设计。 关键词: CMOS工艺;射频前端;半波整流;调制;解调 中图分类号: TN 432 文献标识码 :A 文章编号: 100023819(2002)032285205 The RF Front-End CircuitsDesign of Contactless IC Cards LU Chao L I Yongm ing (Institute of M icroelectronics,T singhua U niversity,B eijing, 100084,CH N) Abstract: This paper demonstrates the RF Front2End circuits design proposal of contact2 less IC cards w hich comply w ith ISO?IEC 14443, and expatiates on the architecture of typical modules . The design has been i mplemented w ith 0. 8m CMOS technology. This chip operates at 13. 56M Hz, and the data rate is 106 kbps. The si mulation result by H spice is also given, and the corresponding test of this chip has verified the feasibility of the design. Key words: CMOS technology; RF Front-End circuits; half-wave rectif ier;modulation; de- modulation EEACC: 2570D 1 引 言 非接触式IC卡源于射频识别技术的产生与发 展。射频识别即Radio Frequency Identification(简 称RF I D)是从90年代兴起的一项自动识别技术, 它利用无线通信技术进行非接触双向通信,以达到 识别和交换数据的目的。与早期识别技术相比,射 频识别具有无接触、 工作距离大、 精度高、 信息收集 处理快捷、 环境适用性较好、 可以实现多目标、 移动 目标识别等一系列优点,在近年来获得了极为迅速 的 发展1。 本文提出的是一种基于ISO?IEC 1444322标准B型非接触式IC卡的射频前端电路 设计方案,它利用较简单的电路形式满足了相关性 能要求。该设计已经在上华半导体公司(CSM C)通 过流片验证。 2 设计标准 射频前端部分主要解决卡内无源、 免接触以及 调制解调等问题。非接触式IC卡射频前端分别与 读卡器(PCD)和卡上数字部分进行通信,相应地, 存在二个接口规范。 模拟与数字部分的接口对于一 个完整的设计来说是电路内部的信号接口,因此并 第22卷 第3期 2002年8月 固体电子学研究与进展 RESEARCH 而B型卡采用不归零码(NRZ)比较 易于实现软件解码。在防碰撞策略上 ,A 型卡的 M ifare方案采用比特碰撞检测,速度很快,由此也 必须采用硬件实现 ;B 型卡所采用的时隙ALOHA (Sloted ALOHA)方案为通用协议,采用信息级碰 撞检测,可直接用软件控制。 就非接触式IC卡的电路设计而言,由于卡与 读卡器的工作距离很近,同时读卡器发射信号功率 也比较大,因此读卡器信号传输过程中所受的干扰 对信号质量的影响并不太大,从而可以保证比较高 的信噪比;与此相对应的是,卡上发射信号功率相 对很弱,比较容易受干扰。 故此,设计过程中对于读 卡器信号的调制不用刻意考虑抗噪声性能,而应着 重考虑信号恢复的难易程度和它对通信性能的影 响;对于射频卡的发射信号而言,其调制方式则应 主要考虑抗干扰性。从另一方面来看,出于对成本 的考虑要求芯片面积尽量小、 成品率尽可能的高, 因此要求电路形式的简单化。 综合性能和复杂度的 考虑 ,B 型卡在RF前端电路中引入了分频电路来 产生副载波(副载波频率为载波频率的1?16,数字 部分的时钟由此副载波再经分频产生 ), 数字部分 产生的数据信号先以BPSK方式对此副载波进行 调制,调制后的信号再以调幅的方式叠加在高频载 波上经天线发出,这样就以相对简单的电路形式实 现了以较低误码率进行传输的目的。 由于无论是载 波还是副载波均由基站信号产生,因此在基站处进 行解调时不用考虑相干信号的产生问题(若不考虑 卡与基站之间距离引起的相位变化,则基站本身的 发射载波信号与射频卡的发射信号同频同相,当 然,精确的解调仍需引入同步系统)。 对于基站信号 的调制方式,主要应考虑解调的难易,因此采用了 最简单的A SK调制,具体操作时,可适当加大基 站电路的复杂性,保证输出已调信号的幅度和质 量,降低卡接收信号解调后的误码率3, 4。 综合上述技术分析,采用了Type B标准作为 设计和验证依据。 3 电路模块设计 非接触式IC卡通常包括射频接口电路和数据 处理单元两部分。 射频接口部分电路模块如图1所 示,它包括电源产生电路、 限压电路、 时钟发生器 (包括整流电路和分频电路组成 ), 上电复位电路、 调制与解调电路等部分组成。 当卡进入读卡器产生 682 固 体 电 子 学 研 究 与 进 展 22卷 1995-2006 Tsinghua Tongfang Optical Disc Co., Ltd. All rights reserved. 图1 射频前端电路模块图 Fig. 1 The block diagram of RF2Front 的磁场区时,由天线耦合的信号经由电源产生电路 产生片上工作电压,在工作电压满足要求后,上电 复位电路给出低电平信号,数字部分即转入正常工 作状态。 解调电路从天线接收的调幅信号中恢复出 数字信息送往数字处理器,而调制电路则将数字处 理器的输出数据调制发射,完成读卡器和卡之间的 通信。下面将阐述部分典型电路的设计思路。 3. 1 电源产生电路 电源产生电路将射频信号整流获取电路的工 作电压。考虑到电路的简化,采用一个半波整流电 路来完成射频信号的包络提取,形成电源。但半波 整流电路对滤波电容的充电仅发生在交变电压的 一个半周期内,转换速度和效率不高;作为直流电 源对负载供电时,电压波动较大,而且是由于负载 的放电效应使得包络检波的灵敏度大为降低。 因此 兼顾提高整流效率和降低输出电压的纹波因数,在 不失简单性的前提下,对半波整流电路进行改进, 如图2所示。线圈L1即卡上天线线圈,RL为等效 负载。 利用栅漏短接的PMOS管M1作为整流二极 管,交叉连接的PMOS管M2、M3利用节点VN的 寄生电容形成电荷转运,因而对电容C的充电时 间加长,整流效率明显提高,输出电压Vo的纹波因 数也相应减小。 图2 半波整流电路改进形式 Fig. 2 The i mproved half2wave rectifier 3. 2 调制电路 调制电路用来将数字部分的输出信号叠加到 载波上,以便于发射。调制可分为两步,第一步,数 字信号对副载波进行BPSK调制,第二步,将BPSK 调制输出的数字信号进行A SK调制后经天线发 射出去。其中BPSK调制放在数字部分实现。在射 频端,所要实现的是利用经BPSK调制后的输出信 号(依然为数字信号,只不过频率为副载波的频率) 再对射频载波进行A SK调制。 调制电路采用的是电 容负载调制,电路原理图如图3所示。电路中,LCR 谐振回路中总电容的大小取决于M导通与否,利用 数字信号Sin控制开关管M的通断,从而决定了谐 振回路电容值的大小(M导通时,总电容值为C1+ C2 ,M 关断时,总电容值为C2 ), 从而使得LCR回路 的谐振点频率随数字信号电平不同而变化,对于特 定频率的外部射频信号,感应信号电压幅度随数字 信号电平值的变化而变化,从而实现了类似A SK的 负载调制。 3. 3 解调电路 解调电路从读卡器发射的A SK信号中恢复 出数字信号,因此解调部分只需利用一个包络检波 器取出包络,然后经比较器与基准电压比较即可恢 复出原来的数字信号。可以看出,由于读卡器发射 信号采用10% A SK调制,因此相对简化了卡上解 调电路。此处采用了两个改进半波整流电路(如前 782 3期 路 超等:非接触式IC卡射频前端电路设计 1995-2006 Tsinghua Tongfang Optical Disc Co., Ltd. All rights reserved. 图3 调制电路原理图 Fig. 3 The modulator 所述)来构成包络检波器,如图4所示。在该电路 中, VA、VB之间为天线感应的外界场信号(为 10% A SK调制信号 ), 此时VSS端对应该调幅信号 图4 包络检波电路 Fig. 4 The envelope detector 的最低端,而Vout对应该信号的最高端(由于晶体 管的阈值损失,因此这两个电位与调幅信号的高低 峰值相差一个Vth ), 由于VSS为卡上电路的公共接 地端,故此对应的检波输出信号Vout在不同数值 (“1” 或 “0”)时起伏更为剧烈,从而降低了对解调电 路比较器灵敏度的要求。 一关键问题是如何确定包 络检波输出信号的中心电压(平均值 ), 用它作为比 较器的基准电压,完成模数转换。由于影响包络幅 值的因素很多,比如信号强弱、 工作距离的远近等 都会使场磁信号的幅度发生变化,因此很难确定其 平均值。为此设计了一种自适应比较电路,原理如 图5。在该图中,Vout为图4所示包络检波电路的输 出,Dout为解调后输出数字信号,Bias为片上一稳 定偏置电压(由解调基准电压产生电路产生)。 很显 然,在稳态时,比较器两个输入端M inus、Plus电 压均为偏置电压Bias。而在接收到调幅信号时,由 于包络检波输出Vout出现波动,该波动通过电容C2 耦合到比较器Plus端,使该端电压随Vout起伏而 起伏,而M inus端电压则一直等于Bias端电压,比 较器检测出包络起伏,完成了数字信号的解调。 图5 解调电路 Fig. 5 The demodulator 射频前端电路还包括上电复位电路、 限压电路 和时钟发生器等部分。 其中上电复位电路用来检测 片上感应产生的电源电压是否满足数字部分的工 作要求,如果供电电压低于门限电压,则电路输出 一高电平信号。在电压满足要求后,输出低电平信 号。由于标准要求外界场强在1. 5A?m rm sH 7. 5A?m rm s范围内波动时卡应能正常工作,因此 给出低电平信号时必须考虑这种极端情况,以维持 卡上电路工作的连续性。 时钟发生器由整形电路和 分频器构成,从读卡器给出的磁场中恢复系统时 钟。这种非接触IC卡利用含有射频载波信息的磁 场产生数字部分的工作时钟和副载波,无需本振信 号,在一定程度上简化了卡上电路的设计。 4 整体性能模拟 设计中,对射频前端电路各子模块以及整个系 统均进行了详细的性能模拟,模型参数采用上华 0. 8m CMOS模型参数库。在此给出比较关键的 接收解调和调制输出这两部分性能模拟结果。 对于 接收解调而言,其接收到的信号调制指数在8% 12%之间,数据传输速率为106 kbps,外加一个指 标类似的调幅波进行解调性能验证,在输入调幅波 882 固 体 电 子 学 研 究 与 进 展 22卷 1995-2006 Tsinghua Tongfang Optical Disc Co., Ltd. All rights reserved. 调制指数为10%时对应的模拟波形如图6所示。 其中Por为上电复位信号,解调部分仅在数字部分 复位后才开始工作, R in为包络检波电路输出的包 络信号,Rx为解调输出的数字信号。 图6 解调通路模拟结果 Fig. 6 The si mulation result of demodulation 对于信号发射通路,主要是信号的调制问题, BPSK调制放在数字部分,调制输入数字信号频率 为副载波频率(fc?16847 kHz ), 对应调制输出模 图7 调制通路模拟结果 Fig. 7 The si mulation result of modulation 拟结果如图7所示。图中交流信号Tx是天线输出 的调幅信号,其上叠加了经BPSK调制的副载波信 号Tdata(如空白处所示)。 5 结 语 上述设计采用无锡华晶上华半导体公司 018m CMOS工艺流水,最终版图如图8所示, 面积为2. 2mm1. 5mm。芯片封装后经过测试, 达到ISO?IEC 1444322射频接口部分的要求。 工作 频率为13. 56M Hz,达稳态时,上电复位电路给出 低电平信号,调制解调部分开始正常工作,数据传 输速率为106 kbps时工作良好,测试结果与模拟 结果吻合,满足了标准对调制解调指标的要求;在 给定场强范围内,可输出稳定3 V电压,驱动能力 达到了设计要求。 图8 射频前端电路版图 Fig. 8 The layout of the RF2Front 参考文献 1 沈宇超,沈树群.射频识别技术及其发展现状.电子技术 应用, 1999; 25(1): 45 2 ISO. ISO?IEC 1444322. Identification cards2Contactless integrated circuit(s)cards2Proxi m ity cards2Part2: Ra2 dio frequency power and signal interface, 1998: 115 3 Philips Sem iconductors . Dual Interface card Ics2A m igration path towards a contactless fut