高度表差拍信号的数字检测与控制

西安电子科技大学硕士学位论文高度表差拍信号的数字检测与控制姓名席睿波申请学位级别硕士专业电子与通信工程指导教师廖桂生范振林20051010摘要摘要本文应用软件无线电技术，将数字信号处理的方法应用于无线电高度表。由于FFT频谱估计精度受FFT频率量化的限制，仅仅通过FFT分析的解算的高度精度尚显不足。通过分析高度表差拍信号的幅频特性，分析其高度误差产生的原因，在不增加扫频带宽的情况下，提出了运用线性调频Z变换CHIRPZTRANSFORM，简称CZT来提高频谱的分辨率，从而减小高度误差，提高测高精度。在此基础上，使用DSPCPLD模式构建了高度表系统，并描述了CPLD内部构建的逻辑，以及DSP程序结构。在DSP程序中，尽量直接调用TI的TMS320C54XDSPLIBRARY中的C语言库函数，可大大降低编程的复杂度。本文还对系统中一些具体的工程问题提出了解决的方法。最后通过软件仿真，验证了运用CZT算法确实较仅运用F阿能得到更高精度的结果。关键字无线电高度表数字信号处理DSPCZTABSTRACTABSTRACT2INTHISARTICLE，WEAPPLYTHETECHNOLOGYOFSOFTWARERADIO，SOTHEMETHODSOFDIGITALSIGNALPROCESSINGISAPPLIEDTOTHERADIOALTIMETERBECAUSEF丌FREQUENCYSPECTRUMESTIMATEPRECISIONISLIMITEDBYFFRRFRCQUENCYQUANTIZATIONITISNOTENOUGHTHATOBTAININGTHEHIGHPRECISIONONLYTHROUGHFFTANALYSISTHROUGHANALYSISOFTHEFEATUREOFTIMEANDFREQUENCYDOMAINOFTHEALTIMETCRBEATFREQUENCYSIGNALSANALYSISOFTHEREASONWHYTHEHIGHERRORPRODUCES，INCASEOFNOTINCREASINGBANDWIDTHOFTHETRASMITTEDSIGNALS，USINGCHIRPZTRANSFORMABBREVIATEDASCZTTORAISETHESPECTRALRESOLUTIONRATIOISPROPOSED，THUSREDUCESTHEHIGHERROR，IMPROVESTHEPRECISIONOFMEASURINGTHEHEIGHTONTHISBASIS，WEUSEDSPCPLDMODETOSTRUCTURETHEALTIMETERSYSTEM，DESCRIBETHELOGICSTRUCTUREWITHINCPLD，ANDDSPPROCEDURESTRUCTUREINDSPPROCEDURE，WETRYONESBESTTOUSETHESTOREHOUSEFUNCTIONOFTISTMS320C54XDSPLIBRARYTHISCANREDUCETHECOMPLEXITYOFPROGRAMMINGGREATLYTHISTHESISALSOSHOWSSOLUTIONSTOSOMECONCRETEPROJECTQUESTIONSINTHESYSTEMFINALLYTHROUGHSOFTWAREEMULATION，WESHOWTHATUSINGCZTALGORITHMCALLREALLYGETMOREACCURATERESULTTHANONLYUSINGFFTKEYWORDRADIOALTIMETERDIGITALSIGNALPROCESSINGDSPCZT创新性声明本人声明所呈交的论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果；也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中做了明确的说明并表示了谢意。申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切相关责任。本人签名虚鲞坠日期堕坐，旦关于论文使用授权的说明本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即研究生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。本人保证毕业离校后，发表论文或使用论文工作成果时署名单位仍然为西安电子科技大学。学校有权保留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全部或部分内容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。保密的论文在解密后遵守此规定本学位论文属于保密，在一年解密后适用本授权书。本人签名座叠坠导师签名日期竺丝EL期塑坐第一章绪论第一章绪论11选题背景及研究意义测量目标的距离是雷达的基本任务之一。无线电波在均匀介质中以光速C直线传播，则目标至雷达的距离R可通过测量电波往返一次所需要的时间T。得到，即RO5CT，而时间T。也就是回波相对于发射信号的延迟，因此，目标距离测量就是要精确测定延迟时间T。根据雷达发射信号的不同，测定延迟时问通常可以采用脉冲法、频率法和相位法。目前国内外的高度表采用的体制主要为脉冲体制和调频连续波体制，后者属于频率法测距，而采用这种体制的雷达所必须进行的频率测量可通过快速傅立叶变换FFT等以数字信号处理的方法来完成，这就引起了人们的极大关注。本文就主要讨论采用数字化的调频连续波体制无线电高度表的测高精度问题。调频连续波雷达的优点是能够测量很近的距离且有较高的测量精度；雷达线路简单，可以做到体积小重量轻，普遍用于飞机高度表及微波引信等场合。调频连续波雷达分为线性调频和非线性调频两种，非线性调频如正弦波调频的优点是易于实现，缺点是每个目标产生的差频频率不是单一的，因此不能区分不同距离的目标。线性调频方式下，每个目标所产生的差频频率是单一的不考虑多普勒频移，因此很容易区分不同距离的目标，但线性调频方式对调频线性度要求很高。线性调频方式又分为三角波调制和锯齿波调制。本文所采用的是锯齿波线性调频方式。在锯齿波线性调频体制无线电高度表中，通过改变发射信号的频率变化率，来维持发射波和回波信号的差频的恒定，这种体制称为恒定差拍体制，这种体制的高度表是通过测量发射频率变化确定的范围所需的时间来确定高度的，其回波差拍信号经低通滤波器、可变增益放大器后馈送给跟踪鉴频器频率鉴频器，控制锯齿波发生器改变锯齿波周期的大小，以达到差拍信号的恒定。这种方法并不需要进行数字信号处理中的频率测量。另一种调频连续波体制无线电高度表维持发射信号频率变化率在一定范围内的恒定，通过测量发射波和回波信号的差频来确定高度，现代无线电高度表多采用傅立叶变换来分析差频。虽然傅立叶频谱距离像征稳定，但频谱分辨率有时不能达到系统要求。对于三角波线性调频体制的雷达，距离误差的表达式为触三型釜毫甾L。C为光速，F为射频带宽的一半，F。，为一个周期内的平均差频值。F为调制频率。锯齿波线性调频体制的雷达的距离误差表达式与之类似。由此可见，2高度表差拍信号的数字检测与控制在不改变射频带宽及调制频率的情况下，提高差频的分辨率FM可降低距离误差。有些学者研究通过小波变换来提高频谱的分辨率，但小波变换运算量大，难于工程实现。通过频率插值和细化也可以在一定程度上提高频谱的分辨率。本文中将采用CHIRPZ变换方法，这一方法频谱分辨率高，且易于工程实现。12国内外同类课题研究现状现代雷达体制品种繁多，分类的方法也比较复杂，通常可以按雷达的用途分类，如预警雷达、跑瞄雷达、测高雷达、机载雷达、无线电测高雷达、气象雷达、导航雷达以及防撞和敌我识别雷达等。按雷达信号形式分类有脉冲雷达、连续波CW雷达、脉冲压缩雷达、噪声雷达和频率捷变雷达等”1。CW雷达的优点是设备简单，发射频谱窄。后者减少了无线电干扰问题，并使所有的微波预选、滤波等变得简单，即对所接收波形的处理也容易了，因为中频电路所要求的频带很窄。同样，在采用固态元件方面，由于峰值功率比一般功率大不了，特别是当所需的平均功率能为单个固态元件所承受时，CW就更加引入注意了由于EW雷达发射器所需的平均功率是有着最小的峰值功率，并且又有很高的频率分集性，因此不容易被侦察设备探测到。特别是侦察接收机依靠脉冲结构产生指示时，这一点尤为重要。”。CW雷达也有缺点。信号泄漏，即发射机的发射信号及其噪声直接泄露到接收机是CW雷达存在的一个严重问题。从CW雷达的历史可以看出，由于存在信号泄漏，因此一直都在力图提出巧妙的方法，以取得所要求的灵敏度。高度表是最早的FMCW装置，而且是最成功的。FIDCW是FREQUENCYMODULATIONCONTINOUSWAVE及调频连续波的缩写。第一个F犯W高度表样机采用三角波调制，这种调制用各种机械方法产生。所有新型高度表都在低调制频率上采用宽频偏FM。零拍接收机得到的差频信号分布在大量间隔很近的频谱线上，通常经信号削波和零穿越计算后得出一个平均频率。工作在很低高度时，阶梯误差或临界距离就成为一个问题，这是因为高度的量化，在本文所讨论的锯齿波FMCW系统中，AHC2AF，其中，C为光速，AF为总频偏。高度表中的另一个难题是读数会漂移，这是由于某些远距离地形在限幅器处产生的信号比直接在飞机F下方的地彤产牛的信号强。雷达高度表发射的电磁波所照射的地球表面面积，是随飞行高度及天线波束宽度而变化的冈此，在讨论雷达高度表回波时，不使用点目标雷达方程，而采用基于归一化雷达截面积即单位面积上的雷达截面积的面目标后向散射雷达方程“1。高度表的这种信号不能用缩窄天线方向图的方法来克服，因为天线方向图必须足够宽爿能适应1S机姿态的变第一章绪论化。一般的解决方法是采用简单的频率跟踪器，它限制了插频放大器的高频响应，使其成为被跟踪信号频率的函数。BENDIX公司的ALA一52A型高度表是51A型的改进型，采用频率为150HZ的三角波调制，频偏130MHZ，功耗只有30W。COLLIIS公司的ALT一55型高度表主要用于航空公司的小型飞机上，虽然辐射功率350MW调制频率100KILZ和频偏IOOMHZ与BENDIX公司采用的大致一样，但COLLINS公司的设备都是模拟的并且结构上要简单得多，其发射频率为1443M的3倍频。BENDIX和COLLINS的高度表都不能用于军事上，因为其前端相对容易受到攻击。法国的高度表已采用频带更窄的第一级放大器，通过使用由跟踪器控制变化的频偏来产生基本上不随高度变化的差频，即成为恒定差拍体制高度表，这样做成的高度表即可用于军事，也可民用这与改进型隼式导弹的反向接收机相类似。显然越是新式的高度表，其采用的集成电路和数字技术也就越多。除FMCW高度表外，还有许多脉冲式高度表得到了发展，他们在商业和军事上也占有很大的市场，本文主要针对FMCW高度表，所以不做深入讨论。我国FMCW体制的高度表采用法国高度表的基本体制，主要技术均是采用硬件电路完成增益控制、信号识别、跟踪、测量。对于恒定差拍体制的高度表，其回波差拍信号经低通滤波器、可变增益放大器后馈送给跟踪鉴频器频率鉴频器，控制锯齿波发生器改变锯齿波周期的大小，以达到差拍信号的恒定。此外还有控制跟踪逻辑，这些均多由模拟运放电路构成。在高度表中采用单片机目前主要用于高度计算和对外接口，也有用于控制跟踪逻辑的。目前国内还较少见到应用软件无线电技术设计雷达高度表的有关文献报道。无线电高度表应用较为广泛，实现技术也并不复杂，目前国内外高度表市场竞争比较激烈，要想在竞争中获胜，必须不断提高高度表的技术含量，改进高度表性能。13本课题研究方向在本课题中，将尝试应用软件无线电技术设计雷达高度表接收机。软件无线电是近年来随着计算机及微电子技术的高速发展而产生的一种全新的无线电技术。它的出现是无线电通信从模拟到数字、从固定到移动后，由硬件到软件的第三次变革。其基本思想是将模块化、标准化的硬件单元以总线的方式连接起来构成基本平台，然后通过软件加载来实现各种无线通信功能包括不同频段、不同制式。软件无线电概念虽然最早是基于通信需求提出柬的、而且也首先在通信领域得到应用，并正处于迅速发展的念势，但软件无线电这种设计新思想、新思路也完全适用于雷达、未来的数字电视系统等其他领域”1。本文就软件无线电在这些领域的应用前景作些探讨，提出实现思路。4高度表筹拍信号的数字检测与控制由于受运算速度的影响，若在信号接收端将AD采样后的数据直接送计算机进行处理，则实时性难以保证，对采样数据做一定的预处理后再通过总线送至微机是很有必要的。因此需要对目标回波信号进行混频之后得到差拍信号，将回波差拍信号经低通滤波后，进行AD数字化，然后用软件实现数字滤波，进行鉴频，在此基础上控制锯齿波宽度，进行跟踪测量，高度计算，输出符合RS422标准的数字高度信号。在本文所构建的高度表中，数字处理部分成为单独的一个模块，其软件可根据需要进行调整，不但可采用不同的算法应用于高度表，对于其他的应用，通过更改软件也有一定的适用性，初步展示了软件无线电可重构性、灵活性和模块化的特点。此课题将原用模拟的方法检测和控制差拍信号改为数字式检测和分析控制差拍信号，为实现这一目标，需要对经数字信号处理得到的测高精度进行分析、提高。为此将要进行的工作如下1由于FFT频谱估计精度受FFT频率量化的限制，存在与最大频偏F成反比的固定误差H，仅仅通过FFT分析的解算的高度精度尚显不足。因此，需首先分析高度表差频信号的时域和频域特征，提出提高高度表测高精度的理论依据；2在不增加扫频带宽的情况下，分析采用CZT算法的依据及具体及实现方法，以减小高度误差，提高测高精度；3在以上理论分析的基础上，使用DSPCPLD模式构建高度表系统。在DSP程序中，尽量直接调用TI的TMS320C54XDSPLIBRARY中的C语言库函数，可大大降低编程的复杂度。对本文描述的系统地在工程实现中的一些具体问题，提出解决方案；4进行软件仿真，验证运用CZT算法较仅运用FFT能得到更高精度的结果。第二章调频迮续波系统原理第二章调频连续波系统原理目FI成熟的高度表采用恒定差拍频率体制，其锯齿波由模拟IU路鉴频控制，斜率可以连续调整，保证了差拍频率恒定，在此基础上通过测量凋制锯齿波的调制周期来得到实际高度。本设计中，拟由DSP计算控制斜率，由于DSP总要先通过采样计算得到回波差拍的频谱，在锯齿波斜率定的情况下，可以直接由差拍的频率计算得到实际高度，而无需再去改变锯齿波斜率，这样既发挥了DSP进行FFT的优势，又避免了用数字电路去控制模拟电路带来的误差，故本设计中采用变差拍频率的方法来获得高度信息。21基本原理原理方框图如图L所示，无线电高度表的调频发射机实际上是一个压控振荡器，它受调制锯齿波调制，发射信号和回波信号的波形如图21所示。图21E作原理方框图6高度表差拍信号的数字检测与控制FFLF2图22信号传输图从地面反射回来的回波信号在时阃上比发射信号延迟T，T2HC，H为飞机飞行高度。从图22可求得差拍信号厶T五F加一朋一F7IDF如果调频为线性调频时小R竽等等22其中，AFT表示单位时问回波频率的变化量，即锯齿波的斜率，在一定的高度范围中维持不变，这样当高度改变时，F。随之改变，我们只要测量出F。的增加量，就能够计算出实际高度。令FMKAFT，公式2可改写成23从公式23可见，与H成线性关系，只要计算出差拍厶的数值，就可测量出高度H。从差频信号中提取所包含的距离信息成为信号处理的关键，这就需要对差频信号的时域和频域特性进行深入地分析以获得距离信息存在的形式和特点，并掷此设计信号处理方案。22差频信号分析讲上触励厶2一CC一2I|以或第二章调频连续波系统原理7221差频信号时域分析对于锯齿波线性调频体制无线电高度表，回波FR的频率可写成如下表达式Z厶一丁AF鲁T，0一等等R，一等等”N，对于任意重复周期，发射频率R和OTT，在时域上，绝大部分时间内差频信号与高度成正比，因此，从能量角度，差频信号的能量集中在以五等等为中心的区域。222差频信号的频域分析设发射信号为F。V。SIN巾。，接收信号为FRV，SIN由，。由，是巾。经过时日J1的延时。般V。V，发射信号和接收信号经过混频器混频，产生直流项、低阶项，和其他一些高阶项。A为常量，一般只有低阶项才有意义，则有FTACOS矿,一办210其中，谚嘞一等等聊TNT九NTTT，该区域影响很小，不作为信号采集区域。在进行信号分析时，忽略该区域，同时将幅度归一划，并令D2姒一TAFF万等R2则FT表示为巾C。S。2Z等TNTF，NTT0，表示Z。的路径是逆时针旋转的，巾。0，表示随着K的增加螺线内缩，WOM，则只需求ONN一1一段N点序列N2值即可，和上面类似，缈2的这些序列值可递推求得，因此只需2N次复乘。3计算GK，HK，QN，共需三次FFT或IFFT，共需15LLOGL次复乘。4计算QKGKHK，共需L次复乘。T25计算XKW2QK，0KM一1，共需M次复乘。综上所述，L点的CZT共需复乘次数为32LL092L3N2NLM32LL092L5NLM323324CHIRPZ算法的仿真实现为方便编程，希望可以直接调用TI的TMS320C54XDSPLIBRARY中的FFT函数。即调用CFFT0函数进行复数的FFT。由于CFFT对于FFT点数最大限为1024，这样，就必须取CZT中的L1024。N为实际采样点数，对于低高度的情况，由于锯齿波较陡，采样点数不足1024点，粗略计算中采取补零的方法进行1024点FFT，进行精确计算时，若保证频率分辨率达到50HZ，在粗略计算达到的峰值左右5KHZ进行精搜索，则只需要M，200即可，这样的频率分辨率己为原分辨率的12倍。若M200，则采样点数N10242001825，不足可补零。CZT的算法对低高度的测高精度有较大提升。若通过FFT得到频谱的峰值在25K附近，则构造如下CZT1令AOWOO，进行Z平面单位圆上的搜索；20O220KFS，起始抽样点的相角，即从20K频率开始搜索，FS为采样频率；3巾。250FS两相邻抽样点之I日J的角度差，即频率分辨率为50HZ，测高高度分辨率可达012M；4M200，因20K2005030K，即频率搜索范围为20K30K。5L1024，调用DSPLIB的函数，利用FFT的方法计算CZT，须进行3次L点FFT，L2NML高度表差拍信号的数字检测与控制图32为用MATLAB程序。1模拟的结果。其中信号序列由三个余弦函数组成，频率为25K，2524K和30K，并加入LODB的白高斯噪声，采样频率为6144K2，采样点数为1024点，分别进行FFR和CZT。图中横坐标为差拍FB，单位HZ由图中可见，FFT不能区分25K和2524K，而通过构造CZT。在20K20K200“50频段内，信号的三种谱线都可以分辨出来。400I匕200L0巴5400NI300D2100，J；一JL22242628X104图32CZT与FFT的比较对于1024点的差拍采样，直接进行1024点复数FFT所需进行的复数乘法次数为5120，进行1024点实数FFT所需进行的复数乘法次数为2304，而构造上述CZT所需进行的复数乘法次数为32LICR92L5NLM20709。而单纯采取补零的方法，精度提升12倍，需进行121024点的实数FFT，所需的复数乘法次数为I4121024LOG12102441733，并且由于不能调用CCS的C语占库函数进行FFT，编程的复杂度大大增加。325CHIRPZ算法提高测高精度在实际设计程序时，先用FFT进行羊H搜索，再取适当的范嗣构造CZT，取得较准确的频谱，可以提高测高精度。如经FFR处理得到差拍信号的频谱峰值对应的数字频点为FI，由一，矗。2丘_业3、业。0。拍一一一IO拍。JJ。R。4Z第二章CHIRPZ算法及应用21FSLB1024F得到以等324蜕念，一赤其中FS为采样频率，对应的数字频点为1024，F。为差拍频率，对应的数字频点为FI计算1024点的FFT，采样频率的一半，即FS2对应数字频点512。此时FI未经CZT处理，精度不高，选定起始抽样点的相角及步长，对得到的频谱在峰值附近进行CZT处理，由上述可知厶等岛硝OFI325其中，0。2FLFS，起始抽样点的相角，即从FL频率开始搜索，FS为采样频率；巾O_2FDFS，两相邻抽样点之间的角度差，即频率分辨率为FD；CZT处理的点数MF2一F1FD，F2为终止抽样点频率。由23式得到日兰厶去SZE从而得到鹭HD皑三瓯击筹叫争ZZ，由326式，即可得到由CZT方法计算出的高度H。并且由327式可以得到由CZT方法计算出的高度误差，其与FFT方法得出的高度误差的比值为筹。在本文中，选择0WO0，进行Z平面单位圆上的搜索，如取AF。MAK，则测高精度提高M倍。相当于将采样数据后补M一1N个零进行FPT运算得到的测高精度。如M256，取CZT运算L1024，M200，N824，CZT部分运算复乘次数为32LLOGL5NLM20709，而1024样点单纯实数FFT达到同样精度所需复乘次数为14256102410925610241179648。所需精度越高，采用CZT算法越能体现减少计算量的优越性。高度表筹拍信号的数字检测与控制第四章系统构成41测高系统的实现原理由第二章得到线性调频时肛R等半竽其中，AFT表示单位时自J回波频率的变化量，即锯齿波的斜率，在一定的高度范围中维持不变，这样当高度改变时，FB随之改变，我们只要测量出FB的增加量，就能够计算出实际高度。令FMKFT，公式可改写成肌去FB与H成线性关系，只要计算出差拍F。的数值，就可得到高度H。为保证高度测量的精度和简化计算，本设计中对FMK分了4档，对应不同的高度范围，采用不同的采样率。高高度时，斜率较小，采样时间充分，可采用较低的采样率采样回波差拍。而低高度时，锯齿波调频的斜率必须很陡，才能够获得满意的差拍频率，这样锯齿波的周期势必很小，必须采用较高的采样率来获得足够的采样点数。回波差拍的频率限定为10K38K，高采样频率为667K。低采样频率为333K，均大大高于那奎斯特采样频率，采用过采样可大大降低对前置的模拟滤波器的要求。如果计算出差拍F。的数值过大，那么就要采用对应较高高度的锯齿波的斜率，由DSP向锯齿波产生电路发送控制字，减小锯齿波斜率，同时向差拍信号的预滤波电路发送控制字，以增大差拍信号的增益。反之就需要增大锯齿波斜率并减小差拍信号的增益。本设计中的一个关键是在一定高度范围中，如何得到准确的锯齿波的斜率，由于微波组件的发射频率存在一定的漂移，使得锯齿波斜率发生变化，影响测高精度，必须加以矫J下。本设计中，周期性进行斜率校准，且在量程转换时也进行校准，以提高计算中必需的每秒射频调频量数据FMK的精度，以利于进行下一步的计算。那么，如何测出锯齿波的斜率呢首先，DSP通过AD9221读入一个周期的锯齿波，从中寻找到两个合适的数字频点XI0，X1，其对应的电压值数字化后为XLE0，XLEL，在这罩，通过判断XI0，XIL点的位置叮以判断锯齿波产生电路是否工作正常。然后，DSP切断锯齿波产生电路，并通过AD9221向微波组件发送激励电压XLE0，从微波组件中提取发射的射频频率的256分频进行脉冲化，由在CPLD中的计数器在规定时间内1MS计数，这样就可以得到当前的发射射频频率FXL；第四章系统构成然后发送激励电压XLEL，得到当前的发射射频频率FX2；两个激励电压下的计数差为FOFX2FXL，射频频差即为F02561000而这一频差取得的时间为XILXIOFS，FS为AD9221的采样频率，其单位为HZ，由此得到FMKF0FS木256000XILXIO4一1FMK即为线性调频的射频发射信号的每秒频率变化量，即每秒射频调频量，即为斜率。在得到校准过的锯齿波斜率后，DSP将打开锯齿波产生电路，是微波组件发射由锯齿波调频的线性调频信号，同时打开另一路AD9221读入一个周期的差拍信号，进入关键的数据处理阶段。在粗搜索阶段，DSP将得到的数据进行位倒序，然后进行FFT处理，得到差拍信号的频谱，通过分析，得到频谱的峰值对应的数字频点FI，由上一章得到FFSF。1024其中FS为采样频率，FB为差拍频率，对应的数字频点为FI。对得到的频谱在峰值附近进行CZT处理，得到厶箬岛OFO其中，0。2FLFS，起始抽样点的相角，巾。2FDFS，两相邻抽样点之I日J的角度差，即频率分辨率为FD；CZT处理的点数MF2一F1FD，F2为终止抽样点频率。由326式肚三厶去将FMK代入上式，即可得到由CZT方法计算出的高度H。42硬件电路的实现设计的高度表由四部分组成CPU板，预处理板，微波组件和电源。电源采用2032V的宽电压输入，输出为12V和5V的开关电源，12V输出电流为O255V输出电流为2OA，满足系统使用。微波组件的输出中心频率为4G左右，调频带宽为250M。组件输出射频频率的256分频，以供系统校准之用。组件内有混频器，将接收信号经低噪声放大器的放大与本振信号混频，产生差拍信号。421CPU板的构成在硬件电路的构成上，采用CPLD与DSP相配合的方式。时序产生，地址译码、数据传送选择等数据量很大，对处理速度的要求很高，但运算结构相对比较简单、固定的部分用CPLD进行硬件实现；软件滤波、鉴频、高度计算等算法控高度表差拍信号的数字检测与控制制结构复杂的部分用运算速度高、寻址方式灵活、通信机制强大的DSP芯片来实现。为实现上述构想，采用TI公司的TMS320VC5410作为主处理器”1，TMS320VC5410拥有64K字的片内RAM和16K字的片内ROM，16M的程序地址空间年D64K的数据空问。DSP必须外接存储器以保存程序，这里采用FUJITSU公司的MBM29LVL60TE“”，MBM29LVL60TE为单电源33V供电，拥有2M字节的存储空间，满足系统使用。CPLD芯片采用ALTERA公司的EPM7256AETI，对差拍信号及锯齿信号进行AD变换各采用一片12位高速单片AD转换芯片AD9221“”，AD9221具有睡内采样保持电路以及低温度飘移系数的基准电源，仅以单一的5V电源工作。它的无杂散动态范围可达80DB，很适合本系统的要求；同时高速AD电路的模拟信号输入采用单电源的缓冲运算放大器，避免了毁灭性的ADC过激励。由于TMS320VC5410和EPM7256STI均采用33V的IO电压和2。5V的核心电压，因此需要进行电压转换，这里采用TI公司的双路输出低压差电压调整器TPS73HD301“，可以实现5V输入，输出33V和25V两路电压，并且每路输出电流可达750MA，以满足系统运行的需要。设计中由EPM7256STI驱动输出422格式数据，由于EPM7256STI的IO电压为33V，故采用眦XIM公司的MAX34881芯片作为RS422数据收发器，MAX3488是单电源33V操作，并且可以兼容5V逻辑。数字处理部分框图如图41所示。丙厂L仰9221TMS320VC5410HCPLDEPM7128I。差拍数据输入石鬲丢一堡些茎采样控制FLASHMEMORYI广_1MBM29LVL60TELLMAX3488I422格式高度数据输出幽4I数字处理部分框J堇I第四章系统构成与DSP器件配合的硬件逻辑电路采用CPLD器件EPM7256AETI。MAX的7000AE系列器件拥有增强的ISP运算法则，可提供更快的在线编程速度。此系列器件提供ISPDONE位以使在线编程更为安全可靠，ISP_DONE位总是最后进行编程，在该位没有编程之前，阻止所有的O管脚驱动输出，这样如果在线编程意外中断，没有完成的逻辑功能将是无效的。EPM7256AETI拥有5000个可用门，256个宏单元，16个逻辑阵列块最大可用IO管脚164个，T。55NS，TG39NS，T25NS，T35NS，T。1724NS，PINTOPIN逻辑延迟为45NS，计数频率可达2273MLTZ。在CPLD中，搭制各种逻辑，包括时钟产生逻辑，地址译码逻辑，数据选通逻辑，脉冲计数逻辑以及串行发送逻辑等。时钟产生逻辑基本时钟为外部晶体产生的161ULHZ，通过不同的分频比率，产生DSP外部时钟，AD采样时钟，串行发送波特率控制时钟等，还产生全局清零信号。地址译码逻辑通过地址选通，选择地址以进行读写不同的外部AD、读取校准所需的计数值等。数据选通逻辑，经由地址译码，采用多路选择器，选通读取锯齿波或差拍AD数据输入。脉冲计数逻辑计取LMS时间内的脉冲数，脉冲来自由微波组件取得的射频频率的256分频。计数时间由时钟产生逻辑产生门控信号控制。DSP读取后计算射频频率用于校准。串行发送逻辑采用移位寄存器，对外发送串行数据。移位时钟由时钟产生逻辑根据波特率产生。移位寄存器字长10位，包括一位起始位，8位数据位和一位奇校验位，起始位DO始终置为0，奇校验位的产生由8位数据位进行异或运算，结果再与1进行异或后输出。同时计数发送十位后，对外产生发送完毕信号，可用于中断。编译后，通过查阅RPT文件，逻辑宏单元使用了153个，占总数的59，总数116个输入输出管脚全部定义，但并非全部使用。资源使用比较充裕。422预处理板的构成预处理板包括两部分差拍信号的II置滤波部分和锯齿波产生部分，每一部分各使用片双8位CMOSDA转换器AD7528。、IJI置滤波部分混频器把发射信号部分能量与反射信号混频后输出差拍信号FH，随后由可变增益放大器放大，此放大器的增益随着高度增加而增加。放大后的信号馈送给AD7528的A路参考输入，A路输出经一系列带通滤波后，送入AD7528的B路参考输入，B路输出经反相降幅后，作为差拍信号送入CPU板的AD9221进行数字化。A，B两路的增益均由DSP控制产生。26高度表差拍信号的数字检测与控制二、锯齿波的产生这一部分包括一个锯齿波的发生电路，AD7528的A路参考输入为12V，增益由DSP控制，输出送至锯齿波发生器，以控制产生不同斜率的锯齿波。这罩使用了一片多路模拟电子开关AD7512“，在读取差拍信号前，先由DSP读取一个周期的锯齿波，从中选择合适的对应不同电压值的两个采样点，然后控制AD7512关闭锯齿波的输出，而选择5V送至AD7528的B路参考输入，由DSP控制B路增益，输出两个不同的电压，激励微波组件产生射频频率，由此进行校准，得到准确的每秒射频调频率，即锯齿波的斜率。随后，DSP控制AD7512打开锯齿波的输出送至AD7528的B路参考输入，B路输出送至微波组件发射线性调频信号。同时产生同步信号，以同步差拍信号的读取。预处理部分框图如图42所示。三、对射频调频律的计算如图43塑丝些堕C11幽L幽1用3幽LUI为由DSP控制AD7528的A口输出电压，A口参考电压为12V，设增益为X，则UI12255X，UL为送往A97528的B口参考端的锯齿波电压，UL与时闯T之间为线性关系，取R1362K，C1L3300PF，则有们一生，；230工R月13C11255。1最终送往微波组件的锯齿波U。还要经过AD7528的B口的控制，若B口增益为X。，则有UFM刮1羔09X而FU。的幅度最大为5V，对于最低高度，锯齿波斜率最大，X128。XB255，锯齿波的周期为TL5O9255128170US，系统设置采样频率为F06667K，则在这种情况下，每周期最大采样有效点数为TLFO113个，为进行1024点FFT，需要进行补零处理。微波组件的中心频率设为43G，带宽设为250M，电压调制斜率约为50MV，这样，锯齿波的射频调频率就为FMKUFM50T45XXBMHZS对于最低高度，锯齿波斜率最大，X128，X255，FMK15C；MS。高高度，锯齿波斜率小，如X16，X。16，锯齿波的周期为T2509161622MS，FMK115MMS。第四章系统构成激励_IAD采样；一J睦耄婴CS历2G”喜1图42预处理部分框图图43锯齿波产生及校准电路高度表筹拍信号的数字检测与控制43程序设计思路程序框图如图43所示。在程序中，首先进行初始化，包括DSP的构造，串行13的设置等等，还要对每种锯齿波斜率下射频信号变化率进行测试，即进行锯齿波的校准。然后进入主循环程序先读入差拍信号，先进行F订粗分析判断其频谱谱峰的位置及有效性，若在恰当范围内，即进行CZT精分析，得出高度值，否则，重新调整锯齿波斜率并校准。为提高精度，程序中还定时进行锯齿波的校准。图44跟踪程序简化框图44设计中的要点441校准的实现如何进行校准，最重要的是取得稳定的频率。要取得稳定的频率，就要取得稳第四章系统构成定的激励电压。如图43，校准的过程是这样的首先产生一个斜率为K的锯齿波，通过AD922L读入锯齿波，找到两个合适的点AL和2，其幅度数字化分别为12和93，AD922L满幅数字化为FF数据右移四位，对应激励电压为5V，这样A1和A2对应的激励电压分别为512255和593255，选通AD7512的S1端，AD7528的参考B端送入5V，同时选择AD7528的B口增益为12，则B口输出为512255V，形成稳定的激励电压AL送往组件。HD7528的B口满幅增益为255，此时输出电压为参考B端送入电压。通过读取A，B两点对应的射频频率经256分频，并与A，B两点对应的采样点时刻比较，就能够得到较准确的射频调频量，使锯齿波得到校准。程序在周期自检及改变量程时，进行斜率计算，校准锯齿波。由于AD9221是12位的AD，而AD7528是8位DA，这样，必须将由D922L读入的数据右移四位，再发送控制AD7528，这样，采样数据和控制数据就相匹配，均为数字FF对应满幅5V电压，使激励电压得以准确控制。在校准中，不仅要取得较精确的射频调频率FMK，而且要校准频偏，通过适当调整AD7528的B口增益，控制发射频率处于中心频率的两侧。442跟踪前沿信号反射信号是由地面所有反射点能量合成的，对于此大面积反射区域来说，每一个反射点都各自产生一个差拍频率，而垂直向下一点即离地最近点产生的差拍信号的频率为最低，其它点的差拍频率均大于它。我们需要测量的是飞机离地最近点的距离，为此，除在预处理部分的放大器电路中设计低通滤波器，滤除其它反射点产生的差拍信号外，在程序设计中，还将采取如下措施对FFT后得到的频谱信号进行分析，先得到最大的谱峰对应的频点，再对小于该频点的频率点进行分析，若存在第二谱峰，且其幅度较高，则认为该频点为离地最近点反射产生的差拍信号，在随后进行的频率计算中将采用该频点作为差拍中心频点，以达到跟踪前沿信号的目的。图45跟踪前沿信号30高度表筹拍信号的数字检测与控制443数字滤波器的设计FIRS20函数”进行对输入的实数序列进行对称FIR滤波，其函数原型为SHORTOFLAGINTFIRS2DATAX，DATAH，DATAR，DATADBUFFER，USHORTNH2，USHORTNX其中，FIX是输入采样实元素的数量NH2为滤波器系数个数的一半根据对称性；XNX指向NX个实输入元素RNX指向腿个实输出元素，替换计算RX是允许的；HNH2指向滤波器的前一半系数。这里滤波器拥有对称的冲击响应，滤波器的系数也是对称的，系数的个数为2NH2。DBUFFER2NH2指向长度为NH2NH2的延迟缓冲区。这是一个循环缓冲区，其起始地址的低K位必须为0，K10022。NH2OFLAG为溢出标志。函数通过构造的实的直接型FIR滤波器对输入采样序列XNX进行处理，结果存入RNX，滤波器拥有冲击响应，向量HINTDR存储了滤波器的系数的前一半。其运算法则为业OINXR门2HKLXJ一纠向量H是对称的函数代码长度为58字，核心执行需时钟周期为NX152“NH2，另外系统额外丌销43个时钟周期。即若NX1024，NH224，执行该函数共需80939个时钟周期。采用16M晶振，CPU内部时钟采取PLLX6模式，既CPU内部时钟为96M这样，执行1024点48阶FIR滤波需要时间为8093996M084MS滤波器系数用MATLAB构造，运用FIRL函数，构造48阶加HA删ING窗的FIR带通滤波器，采样频率FS6667K，差拍频率FB在IOK38K之间，数字频率为2FBFS，滤波器通带选为2K50K，即数字滤波器通带频率范围设定为22666725066670006015在MATLAB中键入H2FIRL48，IO006，015】FREQZH，1，5120；即有如图44的带通FIR滤波器的幅频特性，同时得到滤波器系数H0H48一O0015H1H47一00016H2H46一00017H3H45一00015H4H44一00008H5H4300003第四章系统构成H6H4200018H9H3900033H12H3600117H15H3300269H18H30O0090H21H2700957H2401446H7H41O0033H10H3800005H13H3500191H16H3200227H19H2900355H22H26O1213H8H4000040H11H37一00047H14H34一00250H17H31一00108H20H28O0656H23H25013851500。LL_LLL00102030405060708NORMALIZEDFREQUENCY7CRODSAMPLE091图46FIR滤波器特征图在MATLAB环境下产生仿真信号，输入频率为30K和80K的余弦合成信号，采样频率为667K，采样点数为1024点，对此信号进行FIR滤波，如图47高度表筹拍信号的数字检测与控制BEFOREFLIER600一R，一一，4002060040020246L8，L，；BJ日一81012。，；L。，一J141618XLO12141618XLO图47数字信号经FIR滤波器滤波前后频谱图综合上述，在程序中，只需调用下面一行程序，FIR2XI，H，XI，DBF,24，1024；即可完成对采样数据进行FIR滤波的功能。444功率谱估计读入差拍后存入数组XIN中，N1024，对于不同的高度，锯齿波的斜率不同，低高度锯齿波斜率较大，最低高度设置一周期内读入的差拍数据只有130个，不足1024个，这样就需要对后面的数据作置零处理。系统中，对低高度的采样频率设为16M246667K，若差拍为最小为IOK，则每周期差拍信号采样点数为666710667个。在锯齿波斜率最大时，可读入130667A2个周期的差拍信号，可以满足检测要求。调用库函数进行位反址运算后进行实数FFT，如下面两行程序。CBREV“I，XI，N2”1丰BITREVERSEORDERRFFTXINSCALE年REALDATAFFT卑CBREV为复数位反址运算函数函数原型为VOIDCBREVDATAX，DATAR，USHORTN该函数在CBREVASM中定义。X2NX指向输入复数向量X，R2NX指向输出复数向量R。NX为向量X和R的复数元素的个数。若进行实数FFT，对其输入序列进行位反址运算，13X应当是第四章系统构成实数序列元素数量的一半。进行复数FFT，对其输入序列进行位反址运算，NX应当等于复数序列元素个数。在进行FFT之前，调用位反址运算函数处理输入的线性排序的序列，使得进行FFT运算的输入序列为位反址排序的序列，经过FFT后，得到线性排序的输出频谱序列。对于该函数的调用，允许输入序列X与输出序列R同址，即用R将X替换，这样可以节省一倍的数据存储空间，但同时会使运算周期大大增加。进行X与R相替换的位反址运算需要进行得CPU时钟周期为13NX一26，而X与R不相替换，则需要时钟周期23NX，另外系统额外开销21个时钟周期。运用汇编程序，C54X可以在2N个时钟周期内完成不替换位反址运算，程序如下STM槲AR0STMINPUT，AT2；SOURCEADDRESSOFDATARPTN21LOOPING2NTIMESMVDKAR20BDATA此操作的缺点是确定目的地址DATA是很困难的，C语言函数CBREV0使用了更一般的解决方案。本系统中进行1024点实数位反址运算，且输入输出序列相替换，进行运算所需要的CPU时钟周期为13NX一2613512266630。进入CCS20，在PROFILER菜单下，选取ENABLECLOCK和VIEWCLOCK，装载程序后单步执行，可以从CLOCK窗口看出执行CBREVXI，XI，N2指令需要时钟数为6604，与计算所得大致相同。若采用16M晶振，CPU内部时钟采取PLLX6模式，既CPU内部时钟为96M，这样，执行CBREV需要时问为660496M007MSRFFT0函数进行输入输出相替换的实数FFT，其函数原型为VOIDRFFTDATAX，NX，SHORTSCALE函数定义于RFFTASMNX。其中，XNX指向以位反址顺序排列的NX个实数输入向量，函数执行后，XNX替换为一半输出序列NX2个复数元素，这是因为实数FFT的输出相对于那奎斯特频点两侧是相对称的，因此只需要一半的FFTX的元素。输出FFTXY的排列顺序为Y0REY0IM，Y1REY1IM，YNX2REYNX2LM复元素以实部一虚部的格式排列。NX为向量X的实元素的个数。NX必须为常量，并且为进行FFT，必须取下列值NX16，32，64，128，256，512，1024。SCALE指示在计算中是否对结果进行缩放。IFSCALE0、SCALEFACTOR1高度表差拍信号的数字检测与控制E喀ESCALEFACTOR2NX；END函数RFFT进行基2的实数DITFFT，输入为存储于向量X内的NX个以位反址排序的实元素，执行后向量X内的原始内容被FFTX的前NX2个以正常顺序排列的复元素所替代。运算法则DPT如下儿七】I乏丢瓦J1石石；万蓦工【F】C。S，_二；三坐，SIN；三塑RFFT函数将需要联接SINTAB115文件，此文件中包含了执行FFT所需要的旋转因子表的片断。当SCALEL时，函数执行中在FFT中每级运算时都将结果除以2以防止溢出。对于I024点的RFFT，以512点FFT运算，需要进行8级循环，其基准消耗由下表给出表41FFT基准消耗C州IZE1WOJLDTTASIZECWDSIFFTJ髓CYCLESI，嘲TEXTS舡硼SMTABSECTION1E32M126搦,51202I崩541”25105470118E12576712132们瑚357405411348T1783677卯1517即1024点RFFT程序上占用453字的程序空间和1517字的数据空间，