正激变压器的设计

1、正激变压器的设计本文以一个13.8V 20A的汽车铅酸电池充电器变压器计算过程为例，来说明正激变压器的 计算过程1、相關規格参数(SPEC):INPUT: AC 180V260V 50HzOUTPUT: DC 13.8V (Uomax=14.7V)20APout: 274W (Pomax=294W)n± 80%, fs: 60KHZ;主电路拓扑采用单管正激自冷散热2、選擇core材質.決定选择PC40材质Core，考虑到是自冷散热的方式，取= 0.20T3、確定core AP值.決定core規格型號.AP=AW Ae=(Ps x 104)/(2 XA BX fs x JX Ku)Ps

2、 :變壓器傳遞視在功率 (W) Ps=Po/ n +Po (正激式)Ps=294/0.8+294= 661.5WJ : 電流密度(A).取400 A/cm 2Ku:銅窗占用系數.取0.2AP=(661.510)/(2 0.20 X60X103X 400X 0.2) 3.4453n2選用CORE ER42/15 PC40 .其參數爲:AP=4.3262cm 4Ae=194 mm 2 Aw=223mm 2Ve=19163mm 3AL=4690± 25%Pt=433W(100KHz25 C)4、計算 Np Ns.(1) .計算匝比 n = Np /Ns 設 Dmax= 0.4n = Np

3、/ Ns = Vi / Vo = Vin(min) Dmax/ (Vo)+Vf)Vf :二极管正向壓降取1VVin(min)=180 x 0.9 x-22=209 VDCVin(max)=260 xV 2=370VDCn=(209*0.4)/(13.8+0.7)=5.766取 5.5CHECK DmaxDmax= n(Vo+Vf)/Vi n(min)= 5.5(13.8+1)/209=0.38680.387Dmi n=n(V o+Vf)/Vi n( max)= 5.5(13.8+1) /370=0.218(2) .計算NpNp=Vin(min) x ton/( Bx Ae)Ton : MOS

4、管导通时间 ton= Dmax/ fs = 0.387/60 X03 = 6.33uSNp = (209 >6.33)/( 0.201X4)=34.1取 34TS(3) .計算NsNs = Np / n = 345.5= 6.18取整为 6 TS(4) . CHECKNp (以 Ns 驗算 Np)Np = Ns Xi = 6 X .5=33TS取 Np = 33TS(5) .確定NrNr = Np= 33TS B=Vin(min) >DmaW Ts/(Np Ae)=(209 X6.33)/ (33194)=0.2067T5、計算线径：=4.63 A103)(1).求初級線徑dwpI

5、p = Pi / VL = Po / (n x Dmax VIN) =294/(0.80 x 0.38 x 209)Iprms= Ip xV D =4.63 xV0.38 = 2.854AAwp = I/J = 2.854/5 = 0.571mmdwp=/(4Awp/ n ) =V (4 x 0.571/3.14)=0.853mm 0.9mm or 0.55mnx 4(2). 求M繞組線徑dwR.Nr =33TSL = N2x ALL = 33 2x 4690x 0.75 = 3.83mHIm = Vin(min) x ton / L = (209-0.345Ax 6.33) / (3.83=

6、0.235mm(3).AWN = 0.345 / 5 = 0.0691mm 2dwNV(4 x 0.0691/3.14)取0.28mm求繞組Ns之線徑dws(设计输Isrms=16 xV 0.35=9.47A出电流最大为16A)2Aws= I / J = 9.47 十 5= 1.9 mm27.5 - 6=21.5mm 之可繞寬度，預留適當空間(1.5mm) ,W= 20mm則：dws=V(4Aws/ n ) =V (4 x 1.9/3.14)= 1.56mm选用0.40mnx 166、计算副边输出储能电感的感量Lo=Vox (1-Dmin)十(0.2 x Io x Fs)3= 13.7 x(

7、1-0.218 )-( 0.2 x 20 x 60x 10 )3=10.7134-( 240x 10)=45H正激变压器由于储能装置在后面的BUCK电感上，所以没有Flyback 变压器那么复杂，其作用主要是电压、电流变换，电气隔离，能量传递 等。所以，我们计算正激变压器的时候，一般都是首先以变压次级后端 的BUCK电感为研究对象的，BUCK电感的输入电压就是正激变压器次 级输出电压减去 整流二极管的正向压降，所以我们又称正激电源是 BUCK的隔离版本。首先说说初次级匝数的选择： 以第三绕组复位正激变压器为例，一旦匝 比确定之后，接下来就是计算初次级的匝数， 论坛里有个帖子里的工程 师认为，正

8、激变压器在满足满负载不饱和的情况下，匝数越小越好。其实这是个误区，匝数的多少决定了初级的电感量（在不开气隙，或开 同样的气隙情况下），而电感量的大小就决定了初级的励磁电流大小， 这个励磁电流虽不参与能量的传递，但也是需要消耗能量的，所以这个励磁电流越小电源的效率越高；再说了，过少的匝数会导致deltB变大， 不加气隙来平衡的话，变压器容易饱和。无论是单管正激还是双管正激，都存在磁复位的问题。且都可以看成是被动方式的复位。复位的电流很重要，如果太小了复位效果会被变压器 自身分布参数（主要是不可控的 电容，漏感）的影响。复位电流是因为 电感电流不能突变，初级 MOSFET关断之后，初级绕组的反激作

9、用， 又复位绕组跟初级绕组的相位相反， 所以在复位绕组中有复位电流产生 复位电流关系到 磁芯能否可靠的退磁复位，其重要性不言自喻；当变压 器不加气隙时，其初级电感量较大，复位电流自然就小。但在大功率的单管正激和双管正激的实际应用中， 往往需要增加一点小 小的气隙，否则设计极不可靠，大功率的电源，一次侧电流很大，漏感引 起的磁感应强度变化，B=I*Llik/nAe,就大，加气隙是为了减小漏感 Llik<正激的占空比主要是取决于次级续流电感的输入与输出，次级则就是一个BUCK电路，而CCM的BUCK线路Vo二Vin*D ，跟次级的电流无关Vo二Vi n*DVo:输出电压，Vin : BUCK

10、的输入电压，即正激变压器的输出电压减去 整流管的正向压降，D:占空比在此，输出电压是已知的我们只要确定 一个合适的占空比，就可以计算出BUCK电感的Vin，也就是说变压器 的输出电压基本就定下来了。 在这特别要提醒大家，占空比D的取值跟 复位方式有很大的关系，建议 D的取值不要超过0.5。知道变压器的输出电压 Vs之后，那么就可以 根据输入的电压来计算出 变压器的匝比了，这里要用最低输入直流电压来计算匝比，因为最低输入的直流电压对应最大的占空比。此 Vs的电压对于选择次级整流二极 管的耐压也是一个很重要的数据。选择匝比的时候请大家注意，因为计算出来的值一般都是小数点后有一 位甚至几位的值，而我

11、们在实际绕制变压器的时候，零点几匝的绕法非常困难，所以尽量取整数倍的匝比；当然，如果计算变压器的时候，变 压器的初次级匝数比也不排除刚好是小数的情况。正激变压器加少量气隙能将电-磁转换中的剩磁清空，磁芯的实际利用率 增加,同时增加的一点空载电流在大功率电流中所占比例较小，效率不会受到太大影响，这样可以让变压器不容易饱和，电源的可靠性增加，同时可 以减少初级匝数，变压器内阻降低，能小体积出大功率加气隙也相当于增 大了变压器磁芯，但实际好处（特别是抗饱和能力）是胜于加大磁芯的。加 气隙后，减小的电感量会被增加的磁芯利用率补回来 ，而且有余，是合算的 不用担心。复位绕组的位置问题，是跟初级绕组近好呢

12、，还是夹在初次级之间好？ 如果并绕，当然跟初级的耦合是最好的，但对 漆包线的耐压是个考验！ 当然这不至于直接击穿。无论从EMC角度还是工艺角度来说，复位绕组放在最内层比较好，实 际量产中这是这样绕的占多数。单管正激，如果是市电或有 PFC输出电压作为输入的话，MOSFET的 最低耐压是2倍直流母线电压，再加上漏感的因素， MOSFET建议选 800V甚至900V的管子。大功率的电源中，考虑到可靠性，一般变压器的余量较大，为避免变压 器饱和，一般将deltB选得较小，一般取0.2以下；由于EMC与MOSFET 的开关损耗考虑，将频率设得较低，一般为40KHZ以下；大功率电源一般都会带主动式PFC

13、电路，所以单管或双管正激拓扑的母线电压大 概是400V左右。由于上面三个原因，根据变压器匝数计算公式Np=Vi n*To n/(deltB*Ae)，可知变压器的初次级匝数较多，而较多的匝数会使分布参数(漏感，分布电容)变大，从而使绕组的交流损耗， 特别是直流损耗都变大，在加上大功率变压器内部绕组的 散热特性很差, 故绕组温升相当可观，再加之大功率变压器的铁芯散热面积小，中柱发 热比两个边柱更严重，而散热更差，所以铁芯的损耗导致的温升也较可观。较大的铁损与铜损导致磁芯的温度上升，从而导致变压器的磁通密度饱和点下降，如果设计的余量不够，当变压器在高温大负载的冲击下， 可能立即饱和从而导致炸管！ 而

14、加点小气隙可以减少变压器的剩磁，从 而使避免变压器在高温大负载的冲击下饱和。为什么有的变压器不加复位绕组，也能正常复位？可以利用外部复位RCD,LCD,有源钳位等方式。谐振复位正激变换器，它是利用变压器激磁电感与 MOSFET结电容进 行谐振复位的，但是所需的电感量和电容量是需要详细计算的，通常需 要对正激变压器开气隙才行。 复位电流一般都比较小，所以复位绕组的发热也较小，放在内层一般一层就可以绕完便于工艺的控制。我做的变压器一般是复位，初级，次级，辅助。次级绕组如果在里面，这绕组所用铜线的单匝长度小，直流损耗低，但散热就差了一点，如果在外面的话，则情况相反。对于正激电源来说，匝比影响的是占空

15、比，初次级的峰值电流，匝数以 及次级储能电感的电感量。正激没有偏磁和直通的毛病，主要优点就是可靠性高同样频率下，正激变 压器磁芯的发热量只有桥式的 1/3。200W-500W 的正激变压器，可加 0.05-0.1MM 的气隙这样可以减少初级匝数，还可适当提高频率 进一步 减少匝数，以降低导线发热量。正激电源开通、关断瞬间，初、次级电流包含哪些成分？稳态之后呢？ 双管正激的那两个钳位二极管是在复位的时候导通，从而钳位MOSFET两端的电压近似等于直流母线电压，复位二极管最好用超快回复的，最 理想的选择是BYV26C之类的管子，UF系列也可以。硬开关电路，从理论上分析，提高频率的益处：可以允许使用

16、更少的匝数 或者使用更小型号的变压器 （同样型号的变压器输出同样功率，铁损将 明显减少），减少电源的体积，增大电源的功率密度。当然也有不好的 一面：提高频率将使 MOSFET的开关损耗加大，变压器绕线的趋肤深 度降低，分布参数的振荡将更加剧烈，EMI变差。所以，可靠性跟频率没有必然的联系，只要将电路处理好，特别是热设计做好了，一般可靠 性还是比较高的。BUCK电路 结构5 WU幵关关断时等址电蹈匝比的大小跟输入的电压范围以及占空比有关。正激与反激不一样，反 激的“电感”变压器之前，而正激的电感在变压器之后，所以同样的占 空比下，正、反激的变压器次级输出电压是不一样的。次级完全可以看 成一个BU

17、CK电路，那么这个BUCK 输出电压减去整流管的压降，只要确定好占空比，就可以计算出电感前 端的输入电压，即变压器次级的电压，然后通过占空比凡推出匝比，选 好变压器之后就可以计算出初级的匝数，通过匝比计算出次级匝数。在算变压器的时候经常会因为匝比或匝数的小数而有所调整，这样先计算的输出电感余量不是要再留大些？是的，一般在实际电路设计的时候，跟计算值相比都会留有一定的余量， 而且当发生取值使用近似值的时候， 都需要进行反推验证，这样才能保证电路的工作状态在我们的控制之中。正激变压器在开关管导通时存在三个电流，1励磁电流，I1=VIN*Ton/Lp ;也就是Ip中的斜坡电流。这部分电流不传递能量，

18、 只维持变压器的电动势。2.lp中的平台电流12，这一部分是传递能量的。3.次级感应电流I3=n*l2。因为I3=n*l2 ,12,13产生的磁场相互抵消， 所以在正激变压器计算中不考虑。开关损耗是硬开关电路的硬伤，除非上软开关，贝何以明显降低开关损 耗。硬开关要降低开关损耗的方法有降低开关频率，加快开通与关断的 速度(使波形上升与下降沿更陡峭)，但会使 EMI更差，采用输入电 容小的MOSFET，提升电路的驱动能力等。双管正激与单管正激变压器的计算方法完全一样。 其实正激变压器稳态 时的初级电流可以通过变压器的等效模型得到的，用文字表述下，Ton时，整流管导通，续流管关断(忽略反向恢复时间与

19、漏感的影响等因素的影响)，次级储能电感电流线性上升，di(L)/dt=(Us-Uo)/L, 而这个电 流会通过匝比反馈到变压器初级的电流波形中去。当然，变压器的初级励磁电感在输入电压 Uin的作用下，也会有一个线性上升的励磁电流， di(m)/dt=Uin/Lm ,这两个电流都是要流经变压器初级线圈的，所以我们测试的电流就是这两个电流的叠加。这也解释了为何复位线圈的线径比初级线圈的线径小得多的原因。的取值大小限制变压器铁芯的损耗大小， 小的B值变压器越不容易饱和， 但相反需要更多的绕线匝数， 有时甚至因为窗口面积饶不下， 所以铜损 在增加。 正激一般都是工作在CCM模式，有较大的直流分量，如果

20、要用较大的 deltB的话，就需要加入一点气隙以降低剩磁，来平衡直流分量带来的 影响，不过这会让励磁电流增大，变压器的铜损增加，开关管的电流应 力相应的也会增大。因为正激的占空比一般都会小于 0.5，所以次级续流二极管的导通时间 要更长。除开电容的影响，整流二极管跟续流二极管的平均电流应该是 一样的。正激很少用在全电压的范围，是因为占空比变化过大吗？是的， 占空比的变化太大就会使次级的电感设计变得麻烦。正激有个最小占空比的问题。下面开始说 变压器。第一个需要面对的就是变压器骨架与磁芯的选择，其需要考虑的因素实在太多，我们列举其中一部分来讨论下：首先用Ap法（磁芯面积乘积法）来计算变压器的AP值

21、：AP二AW*Ae=（PsT0M）/（2AB*fs*J*Ku）AW: core 之窗口面积.（cmT） ； Ae: core 有效截面积.（cmT） ； Ps : 变压器传递视在功率 （W ） Ps=Po/ n+Po （正激式）;AB:磁感应增 量（T ）; fs :变压器工作频率 （HZ ） ; J :电流密度（A ）.根据散 热方式不同可取3001000 A/cmA2; Ku:磁芯窗口系数.可取0.2-0.4。对于上式Ap算法得到的值，跟实际使用的变压器 AP值相差较远，所 以被人广泛诟病。其实产生误差的根本原因是，上式基本上都是在工程 应用中才有优化近似而得到的，所以有些参数是较为理想，

22、而实际使用中很多的参数是变化的，甚至还有些分布参数在“捣乱”，所以造成了 偏差，在实际使用在还要考虑到余量，所以对于计算得到的Ap值乘上一个1.5-2的系数比较合理。其实这里的 B（磁感应增量）是个比较重要的物理量，需要大家注意。 B表征磁芯的在电源工作时，磁感应强度的变化范围，B二Bmax-Br ,Bmax是最大磁感应强度，Br剩余磁感应强度。在输入电压与工作频率 不变的前提条件下，对于同一幅磁芯， B取得越大，磁感应强度的变 化范围越宽，磁芯的铁损越大，但所需要的匝数就越少，相应的铜损就 小。选用磁芯的时候，需要选择饱和磁通密度尽量高，剩余磁通密度尽 量小的磁芯，这样可以实现小磁芯出大功率

23、的目的。得到AP值之后，可能有非常多的变压器都符合需要，这是首先需要考 虑结构尺寸的限制，特别是高度与宽度的限制。 比如EFD30与EI28的 AP值同样都是0.6cm4左右，但EFD30的高度小很多，更适合与扁平 化的电源中，而EI28对于紧凑型电源则显得更重要。其次，从降低漏感与分布电容的角度出发，应该选择骨架宽度较宽的变 压器磁芯跟骨架，这样单层绕线的匝数会更多，有利于降低绕线层数， 从而降低漏感与分布电容，关于漏感的问题，我们在后面再展开讨论。再次，还要从通用性与经济性的角度来考虑，这是工程设计中无法回避的现实问题。当然还有安规，EMI，温升，绕法等一些问题需要考虑。计算好匝比之后，一

24、般会综合考虑次级整流管的电压应力，将计算的匝比调整或将匝比取整，接着我们就可以通过匝比来反推电路的真实占空 比范围Dmax=n(Vo+Vf)/Vi n(min)Dmi n=n (Vo+Vf)/Vi n(max)后面的就是要根据真实的占空比范围来计算，这样得到的参数才是比较合理的。接着就可以计算最大与最小的导通时间，tonm ax= Dmax/ fstonmin二 Dmin/ fs接着就能计算初级绕组的匝数了Np 二Vin(min)xtonm ax/( AB XAe)Np :初级绕组的最少匝数Vin(min)：初级绕组的最低输入直流电压tonmax :初级MOSFET的最大导通时间AB:磁感应强