AD-8362检测器详细介绍-中文版()

AD836250Hz-2.7GHzTruPwr检测器充分完善地校准测量/控制系统不受波形和调制方式的约束，如GSM/CDMA/TDMAmVdB0.5dB功放的线性化/控制环路传输功率控制传输信号强度检测(TSSI)AD8362是一种真有效值响应的功率检测器，测量范围60dB。它能满足多种高频通信系统和仪表对精确信号功率检测的要求。它使用简单只需要5v电源和一些电容。可以工作在输入信号被送入一个可变的梯形电阻衰减器进行衰减，这些衰减器组成了可变增益放大器的输入级。有12个抽头，采用一种平滑的内插专利技术，使衰减值可以连续准确变化， 衰减值的设定由“VSET”脚的电压控制。衰减后的信号送到一个高性能的宽带放大器进行放大。再由一个宽带的平方律检波器检波，检波输出的脉动信号经滤波后与另一个平方电路两个平方电路的输出信号差分输入到高增益误差放大器后，将从“VOUT”脚通过线-线，低噪声的输出信号可用于改变系统RF放大器的增益，从而平衡输入信号功率。。范围内工作。有评估电路板可用。详细规格Vs=5V,T=25°C,Z=50OΩ,差分输入驱动不平衡变压器,除非另作说明，VTGT连接VREF，VOUT连接VSET。终端输入有效值电压f≤2.7GHz，输入元件的输入端输入输入端电阻网络终端输入有效值电压,f≤2.7GHzL所有的功能最大输入频率(差分)最低值最高值输入电压范围(差分)低值高值输入功率范围(单边信号)最低值最高值输入电压范围(单边信号)最低值最高值输出电压范围最低值最高值HzmVrmsVrmsmVrmsVrmsmVV2-40000+4.9 数输出刻度(对数斜率)误差性能射频输入接口输入电阻输出接口输出范围完整的电压范最低值最高值源电流回转下降速度下降时间90%--10%宽带噪声定义的输入电压范围输入阻抗刻度(对数斜刻度(对数截止参考电压输出电压温度灵敏度输出阻抗有效值基准接口输入电压范围输入偏置电流增加的输入电阻件L测量模式，f=900MHz，P=−52dBmIN测量模式，f=900MHz，P=+8dBmINL1.8V—0.2V，CLPF=0CLPF=1000PF，f≤100kHzSPOT误差±1dBf=900MHz5°CA测量范围=60dB，误差±1dBVTGT=1.25VVTGT=0V2-64-77.6255-60-738-28-5298-56-69位mV/dBΩΩVVVMAV/usV/usNsUsVkmV/dBVmV/°CΩVAAk 口逻辑开逻辑关输入电流开启时间关闭时间供电接口供电电压静态电流供电电流900MHz动态范围对数斜率对数截止点应件位VV件位VVAAs135逻辑低电平逻辑高电平逻辑高逻辑低CLPF=1000pFCLPF=1000pF55关闭时参考最佳线性的误差参考最佳线性的误差AINdBdBdBdBmV/dBdBmdBdBAIN−40°C<T<+85°C;P=+5AIN-64-56-1.4-1-605.5dB峰值-有效值比例(IS9反12dB峰值-有效值比例(WCDMA418dB峰值-有效值比例(WCDMA15 参考最佳线性的误参考最佳线性的误差0°C<T<+85°C;P=−45AIN0°C<T<+85°C;P=−20AIN−40°C<T<+85°C;P=+5AIN5.5dB峰值-有效值比例(IS9反12dB峰值-有效值比例(WCDMA418dB峰值-有效值比例(WCDMA15动态范围对数斜率对数截止点应-0.6-0.5-0.3-59dBdBmV/dBdBmdBdB2.2GHz动态范围对数斜率对数截止点参考最佳线性的误差AINmAIN−40°C<T<+85°C;P=+5dBmAIN12dB峰值-有效值比例(WCDMA4信道)18dB峰值-有效值比例(WCDMA15信道)型-1.8-1.6-1.350.5-61最大单位dBdBmV/dBdBmdBdB 2.7GHz动态范围对数斜率对数截止点参考最佳线性的误差AINmAIN−40°C<T<+85°C;P=+5dBmAIN12dB峰值-有效值比例(WCDMA4信道)18dB峰值-有效值比例(WCDMA15信道)-5.3-5.5-4.8-58mV/dB定最大值输入功率等效电压θJA最大结温度工作温度范围存储温度范围传导温度范围(焊接时间60s)额定值5VW300°C赞成工作在最大值或高于这个值上。长期工作在最大额定值上会影响器件的稳定性。ESD(静电放电)敏感元件。静电经常在不知不觉中聚集在人体或仪器上，其放电电压ESD推荐采取适当的静电防范措施，避免性能下降或损坏。接地公共接地端。连接系统的公共端。定输入信号高通滤波器的3dB截止点。INHI和INLO的去耦端，应通过一个大电容连接到地，以构成完整的输入电路开关控制输入。当为逻辑高电平时AD8362关闭。环路滤波器积分电容连接端输出放大器的公共接地端时，用来设置输入控制模式。等效电路23，64，579，16COMMCHPFDECLINLOPWDNCLPFACOMVSETVOUT有效值输出。在测量模式，VOUT一般与VSET连接。VPOS连接5v电源VREF1.25V通用参考电压输出，一般直接提供给VTGT。 AD8362应用的大多数硬件配置在图35中显示。信号源是罗德与施瓦茨的SMIQ03B。1：4不平衡变压器用于将RF信号变成差分信号。图27，28中的响应测量配置在图36中。图29，30的配置在图37中显示。图31的配置在图38中显示。 来自CW波的线性响应的误差是输出理想增益和输出参考电平转换成分贝的误差。这个测量是针对CW波和调制波的线性响应。误差(dB)的计算方法：使用每个器件斜率和截止点计算后修正了测量CW波线性响应的误差。同时校正了线性和调制对器件响应的影响。+25℃的误差使用给出的器件典型性能和波形作为参考，似的测量 低频和至少2.7GHz的高频信号下。与普通的有效值-直流转换器不同，它的响应带宽不受信号幅度的影响。-3dB点在3.5GHz。这个精确测量波形部分的能力具有很高的峰值-有效值比 (顶尖因子)它不受信号频率和大小的影响。这个独特的功能使得AD8362可以被用于校准比例大于1000000：1的RF功率计，闭环系统 功率控制，通用有效值响应伏特计，和许多低频的应用。这个元件包含高性能AGC环路的核心部件(图39)。在生产时利用激光消除100MHz测试些可用于精确的指数(线性-dB)控制Vset。控制范围达到68dB(-25dB--+43dB)。即使留下充分的保护间隔，从-21dB--+39dB，这60dB的中心范围也是非常有用的。调整VTGT使在高峰值因数下调节信号，以显示可调的偏置范围。SET0GNSGo是固定偏置增益，V定义增益斜率(每伏特的dB变化)的比例电压。注意增益随V小。GNSSETVGVGVexpVSETV)(2)SIGSETIN0INGNSV是AD8362输入端的交流电压。IN号时会有高频不平衡的影响，这在低频(50Hz-500MHz)很少出现，但是峰值电压能力总是分成两路差分运行。可变增益放大器的输出(V)到平方率检波。这项检测是对交替信号的真实有效值的响SIG应，它与波形无关。他的输出摆动电流(I)是绝对平均值。这个电流由片上电容(C)集成，SQUF它一般是通过外部电容(CLPF)来扩展平均时间。它是输出电压通过5增益的缓冲器，和线-线的直流耦合放大器输出(VOUT)用于测量或控制。大多数应用中，AGC环路是闭合的由VSET到VGA增益控制电压再由VOUT输出使用。在测T 摆动电流(I)与固定设置的基准电流(I)反向平衡。在精确的集成电容下，在SQUTGTMEAN(I)=I(3)时AGC环路达到平衡。SQUTGTI由第二个平方参考单元提供，平方单元的输入是基准放大电压V它是VTGT输入电TGTATG。。因此，VTGT(和它的小数部分V)决定VGA提供给AGC环路的电压。当两个平方电路信号ATG比例参数精确匹配时，满足一般的解决方法，两边同时求均方根值(有效值)。这样为了使其一致，通过改变VGA增益和电容滤波求平均值来达到系统确定的关系。rmsVV(5)SIGATG将等式(2)的V带入(5)0INGNSATG作为测量装置，V是未知的，其他所有参数都在设计固定。由等式6得：INETVINATGGNSVSETVlogrmsVV(8)GNSINZV=V/G是截止电压，因为(V)=V时VSET必须为0。ZATGOINZSET入(8)式，并求以10为底的对数，使转换成分贝值：VOUT=Vlog[rms(V)/V](9)SLPINZV是斜率电压，也就是输入振幅每变化10个单位，输出电压变化1个单位。记为SLPVSLP=VGNSlog(10)=2.303VGNS.在AD8362中，V在100MHz信号时用激光校正到1v。因为没10个单位等于20dB，所以斜SLP率稳定在50mV/dB.因此，要改变斜率值就要改变V的有效值。截止电压V也由激光校正SLPZ到224uV(-60dB，50欧姆系统)。在理想系统中，输入有效值等于该值时，VOUT为0。在实有效值或dBV(分贝与1v有效值的关系)比例的主要部分。在这个条件下，输出电压表示为：VOUT=SLOPE×(P−P)INZ(10) 其中P和截止点P用dBm表示。INZ度测量装置中，一般都提供这样的误差图表。它是用最好的直线上的测量数据计算的来的。可以确定真实的确定条件下的动态范围。由数据点的线性回归决定的。数据点是中心部分在+25°C数据迁移后的值。并由回归平均斜率区分这些数据，在转化成测量分贝误差。(刻度在图40的右边轴上)的额外误差。值得注意的是图中对温度变化不大(垂直刻度的误差)图40的性能曲线还显示出周期性的波动。这是由于衰减器采用内插技术来选择衰减信一级衰减为6.33dB。每个阀都与可变跨导单元相连，跨导的偏置电流决定了阀的信号的衰沿着衰减计算滑动直到曲线的一致性好为止。它的幅度随温和频率有细微的变化(见图10，。要在CHPF上加电容接地，容值按200uF/Hz计算。例如，要降低高通角频率到150Hz。就需要1.33uF的电容。电压偏移随VGA工作时增益的真实值和输入信号幅度改变。这种类型的变化基线，在VGA中是普遍的，但在AD8362中则更明显，因为它的工作方式VGA增益可以增加时间使得环路充分补偿，而得到稳定的输入振幅。闭合环路的时域响应环路的时域响应是线性的。3dB低通截止频率定义为f=1/(CLPF×1.1kΩ)。当f=3LPLPMHz，环路内部延时电容使用推荐的最小值300pF。当输入信号振幅发生大的突变，环路响应变成非线性的。AD8362工作在测量模式下的基本连接见图42。AD8362要求5v单电源供电，电源电压在0%内不会对性能造成影响。电源接在VPOS管脚，如图42所示去耦电容要对整个输入频率范围呈低阻抗，并且要尽量靠近VPOS脚。图中使用两个不同的电容并列，来减少阻抗，因为他们对应的频率不同。但测量精度与去耦电容没有紧密的关系，因为高频信号的通道都严格限定在相关的管脚上。EF耦合在AD8362的整个动态范围中，尤其在高频(500MHz以上)，都使用差分信号输入。在不平衡变压器的输出要经过交流耦合再输入到AD8362中。本例中使用的不平衡变压器(M/A-COMETC1.6-4-2-3)与AD8362工作在0.5GHz--2.5GHz的评估电路板中使用的一样。如果使用了中心抽头的磁耦合转换器，连接中心抽头和DECL，它的偏置电压也3.6v在低频时不需要阻抗匹配，AD8362能够驱动低阻抗的差分信号源，记住输入端必须交选择输入耦合电容如前述，输入信号必须交流耦合。输入耦合电容与200Ω输入阻抗共同影响输入高通截止频率，该频率等于F=1/(200×π×C)HPC典型的，F至少应等于输入频率的十分之一。HP根据记录，AD8362的输入级最好使用平衡信号输入，这样可以实现所有功能。在许多情动态范围减小10--15dB。图43所示，AD8362对输入信号有多路耦合。因为输入脚偏置在3.6v(电源5v)，接地是需要隔接直电容。信号频率大于5MHz时隔直电容1nF就足够了。INHI和INLO都可以作为输入端，这里选择了INHI。外部的100Ω分支电阻与内部100Ωsingle-ended输入阻抗形成50Ω匹配。不用的输入端(本例中是INLO)要交流耦合接地。图44所示，当single-ended驱动AD8362在不同频率的转移特性。结果显示single-ended驱动下AD8362在顶部的线性性能变差一般的直流有效值转换基于接口技术，信号的有效带宽与信号幅度成比例。而AD8362的3.5GHzVGA带宽不受它的增益影响。因为这个放大器是内部支流耦合的，此系统在低频时也能作为高精度有效值电压计，保持良好的线性分贝输出。可用于如：地震，音响，声纳等更多AD8362和其他在低频中可用的RF功率检测器，见应用笔记AN-691：应用在低频的RF检测产品。选择CHPF的值AD8362的3.5GHz可变增益放大器包括一个消除偏移的环路，这个环路使用一个高通滤波 器实现。为了更好的测量输入信号的幅度，这个滤波器角频率(f)必须低于测量带宽频率HP的最小值。其外部电容值为CHPF=200uF/f(finHz)(12)HPHP当工作频率低至100KHz时，设置f为25KHz(CHPF=8nF)。当频率高于2MHz时，不需要HP外部电容，因为这是内部电容已经足够了。选择CLPF的值在标准的测量模式下，VSET和VOUT连接。为了输入幅度有微小变化时，分贝值也有微小变化。这个环路时域响应的理想3dB低通角频率应该是f=1/(CLPF×1.1kΩ)。本地环LP路的内部延时设置成推荐的最小值，该最小值电容为300pF，这时f=3MHz。LP在低频时，或需要更长的平均时间。使用这个式子CLPF=900μF/f(finHz)(13)LPLP当信号中有大的峰值因子，如CDMA和WCDMA信号，CLPF必须比所需的值更大一些。这AD362对输入响应的步长。0%输入响应步长。如果不能增加响应时间，则需要减少CLPF。如果AD8362的输出被采样后送入模数转换器，在数字域中求平均值可进一步减小残留的噪声。MHz和上升/下降时间的影响。调节VTGT适应高峰值因子的信号外部直接连接VREF(1.25V)和VTGT来设置内部基准电压。这个基准电压是有效值电压，AAGC敏度。或提高在大峰值因子信号下的测量精度。VREFKVTGTVGA把它平分成37.5mv有效值输出。在这个条件下，来自平方单元的信号有效活动路径加宽一倍。这有利于系统处理峰值因子。要减小VTGT。VTGT同样可以大于默认的1.25v。这会增大截止点，在被测信号峰值因子变化较大时，这将对测量精度带来不良影响。改变斜率迄今为止，没有讨论工作条件改变对对数斜率(式9)的影响。对数斜率可以通过控制为默认值50mV/dB。可以通过增加这两个管脚间的驱动电压来改变它。如图48所示。适当的降低阻值可以减小由VSET的70kΩ输入阻抗引起的误差。这个串连电阻也负担输出，实际上如果阻值太小会减小负载能力。该阻值计算如下R1=R2'(S/50−1)(15)DS是期望得到的斜率值，用mV/dB表示。R2'是R2与70kΩ并联后的阻值。D供电时是4.9v)偿和减少传输波动使用图50中的两项技术可以有效的减小AD8362的传输功能摆动和截止点漂移。CLPF比默认值减小,在宽带调制输入信号下，这个结果会增加输出反馈给VSET的噪声。这个信号中的噪声使得VGA增益在中心点附近摆动，信号中的噪声使得VGA增益在中心点附近摆动。去掉高斯内插器向前R-2R个阶梯。由于增益控制电压不断地在至少一个高斯内插器切入点上穿过。VGA输出的有效值信号强度和VGA控制电压的关系，变成独立于VGA增益控制波动。输入平方率单元的信号变成AM调制。但这并不会改变信号的峰均比。由于减小了滤波器电容，误差放大器输出端的有效值电压包含了较大的峰-峰值噪声。同时将这些噪声完整的反馈到VGA增益控制输入端，这个有效值电压在外部测量点可用简单的滤波器滤除有效值电压包含的大量噪声。0所示电路中还加入了温度传感器来补偿温度漂移和截止。因为温度漂移随频率变 化，所以不同频率时温度补偿要改变R1和R2。统输出功率随增益控制信号的减小而单调递增。，如功放(PA)可变增益放大器(VGA)可调电压衰减器(VVA)。要调整VOUT(VOUT现在作为误差放大器输出端)电压，直到RF输入端电平与VSET相适应。例合测量模式时的转换功能(见图10，11，12)的输入信号电平和VSET。平衡时的内部误差电流。为了适应VGA的更高的信号，增大VSET后也要相应的增大VOUT。因此VGA和VVA要具有反向功