外文翻译---一种用于CMOS集成宽量程的电阻式气敏传感器的高精度温度控制系统.docx

附录a 译文一种用于cmos集成宽量程的电阻式气敏传感器的高精度温度控制系统giuseppe ferri vincenzo stornelli发行：2005年10月22日 / 修订：2005年12月22日 / 公认：2005年12月28日 / 网上发行：2006年4月3日施普林格商业科技媒体有限公司，2006年摘要：在这篇文章中我们提出一种适用于宽量程的电阻式气体传感器集成界面，它能够通过恒功率加热器在0350的工作温度下加热传感器。该温度控制系统是由一个传感器加热器（设置传感器温度大约在200温度），一个r/f (或 r/t)转换器，即把电阻阻值转换为一段频率（或时间），且可以揭示六十年的变化（10 k到10 g），和一个控制整个系统循环的数字子系统组成。该界面拥有高灵敏度和精度，并且在合适温度时有良好的稳定性，可供电漂移和低功率特性，所以它能被用于便携式电子产品。在制造的芯片上检验其测量值，其理论值和仿真结果极其一致性。关键词：智能传感器、cmos传感器界面、电阻式气敏传感器、温度控制、低功率、cmos集成电路1、简介最近，由于传感器界面在敏感元素和电子接口方面的优势，人们对其越来越感兴趣。我们设计一个传感器界面时，最重要且须牢记的规则是：精确度，重复性，互换性，长时间稳定性，对化学和物理污染物的抵抗性，尺寸，能量功耗，便携性。传感器研究发现，具有低功耗和良好综合能力的联合微系统和技术公司实际有很大需求。主要应用于以下领域：环境，医学，生物技术学，自动化，消费电子产品，等等。敏感元件界面接口所用的合适集成电路工具叫做智能传感器1-4。从这种意义讲，cmos技术能够应用硅技术的低成本和有设计新的低压低功耗的接口电路的可能，所以它被广泛使用。在科学界和完整的系统环境，有一些气体传感器已经很完善，但其中许多都是体积大、能耗高和成本高。而且对于特殊传感器这些接口不是总是优化的。传感器操作温度的精确控制是气体监测系统的一个重要问题。事实上是加热特性对灵敏度确定和气体传感器选择是必要的。电阻式传感器可用于监测物理量，如气体，它能改变电阻的阻值。对大多数金属氧化物气体传感器，设实际上，气体工作温度是在25和350之间，不同于氢气和一氧化碳混合物，其在干燥空气中占101000百分比5-9。在这篇文章中提出低电压（1.5v）宽量程（10k到10g）的cmos集成系统解决方案，使用热敏电阻来控制电阻式气体传感器的工作温度。接下来我们将介绍一种新型的监测周围气体便携接口的一部分温度控制系统，它是由传感器，集成电路和有用来从前端获得数据的加热和逻辑控制模块的温度控制系统组成。在这里提出了一种新的芯片制造尺寸测试。他们已经证实了单独模块和整个系统本身优异的终合性能。2、温度控制系统架构拟议温度控制时利用加热电路来执行，这里是控制阻值大小来实现（见图1）。当前 （或更普遍的）传递到加热器电阻的电源必须能够保证温度一直保持不变。由于逻辑块的存在这项任务很容易，因为利用温度做阻值和频率（r/f）之间转换（在第3部分介绍），测量和阻力的控制。适当的控制逻辑计算频率（和，因此，电阻），并生成一种反馈信号保持在所需的温度传感器，所以加热器电阻的输入功率由数字子系统进行电控。作为热敏传感器存在的温度控制因与传感器相匹配的第二阻值而被简化了。如此无干扰控制传感器的温度是由可能的。该解决方案已被证明是更有趣的和负担得起的考虑1.5 v可用的电源电压。温度控制电路，显示了一个60兆瓦的电力消耗，使整个系统可以被认为适合于便携式应用10，11。逻辑块被分为两个独特的子模块，模拟和数字模块，如图2所示。r/f (r/t)转换器产生周期与热敏电阻阻值成正比的方波信号。数字计数器的指定时间窗口的使用取决于几个因素，譬如分辨率和热敏电阻的灵敏度。关于模拟和数字这两独特的模块的法则和细节将在一下章节中介绍。图1. 拟议的界面温度控制系统图 2. 温度控制系统基本结构3、阻值和周期的转换以揭示阻值大的变化，阻值和周期(r/t)或频率(r/f)的转换时必要的12。这样在早先的文章提到当存在大阻值变化时使用cmos移相器是没有必要的且不适用的10-11。图3说明了拟议r/t(r/f)界面在基本模块层次的原理。原先的电路13在简化，线性度和工作范围方面已经有所修改和完善。而且，在国内已经以标准的cmos技术来在晶体管内部设计它（见第三节）14。在vout输出节点振荡周期t与值成正比。图3所提及的流过的恒定电流给电容c充电或放电。在积分电路中，如果是输入电压，则有：得到：是二次连续交换的时间。然后，我们可以按如下公式确定振荡周期：图3 rt转换器原理图公式3得出，振荡周期的结果与的值成正比。在选定a和c值传感器灵敏度可调。同所有传感器的应用一样，在值得测量时组件的非理想特性相当重要。在这里，积分阶段和积分自身的偏移之前必须特别注意缓冲转换率。事实上，假设缓冲的输入呈现两个不同的值 v0，那么输入信号的理想周期为4arsensc，它说明输出信号的绝对误差，由于限定的转换率sr，等于：观察缓冲输出电压直接可以得出表达式（4），从设定的初始时间t0=0到时间t1的斜率等于缓冲转换率sr,从t1到二分之一周期（t/2）有一个恒定值等于v0（见图4）。以下公式给出了积分电路输出值的变化：得到：因为,所以：图4 电压值与时间的变化关系所以，比较式（7）与（3），得出在一个输出周期总误差为：假使t1等于代入式（8）可以得到公式（4），因为缓冲转换率的独有性能，我们可以从中估计误差。就偏移电压而言，该信号的存在介入了一个恒定电压电平的积分而加入到信号。在信号电平呈现正向电压v0的这半周期，积分电路将在恒定电压voff+v0下工作，在信号电平呈现反向电压-v0的这半周期，积分电路将在恒定电压voff-v0下工作。如果我们说半周期（积分信号为voff+v0的时间）和半周期（积分信号为voff-v0的时间）之和为完整周期t，那么我们得到：根据公式（9），得：由此得：显然同理对半周期也是有效的：将公式（11）和公式（12）相加，得到：则认为相对误差百分比如下：最后得出：图5 （a）用反相放大器和缓冲器替代 （b）用非反相放大器和无缓冲替代根据公式（15），可以得出如果输出电压v0远大于偏移电压voff相对误差百分比非常小。所提出的解决方案已经被用两种不同的方法进行了修改：第一种（见图5（a），用反向衰减器代替转换开关；第二种（见图5（b），用非反向衰减器代替转换开关和非反相放大器代替反相放大器。对于这些配置，我们用商业设备做了一个离散单元板，和以标准的cmos技术在晶体管级设计了每个单独模块。关注热敏电阻预估组件非理想特性，提前考虑总是正确的。唯一的区别是与理想的振荡周期相关。实际上，第一个方案保持了阻值与周期在公式（3）的关系，然而第二个方案必须做如下改动：做传感器用于商业电阻的热敏电阻在测试板上测量值的百分比误差对这两种方案都是是非常低的，如图6和7所示。测量结果，原理图和坐标分析显示就振荡周期关于这六十年的理论值误差也是非常低的(10 k10 g)。第一种方案的灵敏度设置为10 ms/m，第二种方案的设置为100 ms/m。图6 “第一个转换器拓扑结构”装配好的原型板（左） 测量值与周期的关系（右）图7 “第二个转换器拓扑结构”装配好的原型板（左） 测量值与周期的关系（右）3.1. 晶体管级的实施如之前所说，图5（a）和（b）所示的放大器和缓冲模块在国内按标准的cmos技术被设计在晶体管级(ams 0.35 m)。他们都是基于cmos ota技术结构，简化结构如图8所示。该电路已经被设计应用于低电压( 1.5 v)低功率(100 w)。有80db开环增益和55mhz 增益带宽gbw的拟议放大器（如图9），就温度在1080之间显示了良好的稳定性和电源供电实际值在5%之间变化的良好性能。如前所述，的测量值严重受到缓冲器和积分器的转换率和偏移量的影响。仿真结果显示了140 v/s的转换率和150v的标准偏移量值。在图片10的芯片图中记录了有两个r/t接口，图11（a）和11（b）展示了它们的平面布局。表1和2记录了新的实验结果，推测将被商业电阻替代。振荡周期的测量值与两个被实施方案的理论值非常一致。图8 晶体管级的运算互导放大器图9 拟议放大器交流电响应图表1 第一个转换器拓扑结构的测量百分比与对比图10 转换器芯片图（黄色圈起的）表2 第二个转换器拓扑结构的测量百分比与对比图11 两种方案的布局层次图 a）：第一个拓扑 b）：第二个拓扑4、加热电路温度控制系统是由一个能产生稳定的功率信号的恒定供电电源驱动的，我们可以通过外加电压对其进行控制。因为电流发电机需要电流需要非常稳定，尤其对于温度，未知负荷的变化而且必须准确知道流入加热器的电流，所以上为考虑使用恒流加热器。该电路传递一个不因加热器电阻阻值rheater的变化而变化而的恒定功率。在16那里讲述了经改良的发电机的设计方案，如图12所示。串级阶段提供更好的电源抑制作用和减少沟道长度的调制效应，而保持频率不变的响应特性。加热器和比较电阻接地，所以对供应的变化不太灵敏。实际上在第16节显示的先前的方案，仔细地仿真，遭受在的测试中vsupply漂移的影响，即阻碍获得最佳性能的vsupply漂移。图12 加热电路原理图两对m6, m8和m7, m10依次通过负反馈实现线性化，以确保以下关系：晶体管m5充当一个电流缓冲器，从供给电压隔离晶体管m9和晶体管m10，当加在m5的电压vbias稳定，将所需功率置于加热器上。m9和m10的漏极电流是与由m1m4串级电流反射之和。流进加热器rheater的电流等于id10 恰好是晶体管m13m16的反射电流。比较节点a和节点b的电压，知m17驱使电流流进m19和m20，其直接作用于线性循环。标准的加热电阻阻值和比较阻值大约为100,而供给电阻式气体传感器加热等级的所需功率为25 mw。图13显示了在不同的温度加热电路提供的功率与加热器阻值的关系，而图14则说明了在不同的电流ibias加热电路提供的功率与加热器阻值的关系。25 mw的功率所对应的标准ibias值是8.2 a17；确保加热器阻值为25 mw电压vbias大约为0.8 v。这个值轻微的变化不影响加热器电阻上功率消耗的总值。加热器功率的测量（其芯片图如图15所示）与布局后仿真非常一致，如图16所示。这幅图陈述了在两个不同的规定温度加热器传递的功率与阻值rheater的关系（大约20和大约50）。图13 功率与rheater的关系（在不同的温度） 图14功率与rheater的关系（不同的参电流ibias）图15 加热器芯片图（黄色圈起的）5、数字式控制结构在系统规范中，我们考虑到0.5的温度分辨率，与其相对应的频率为3.7 khz。这种强加一个时间获得窗口，大于300s。然后一个1ms值被选用于时间窗口。由于最大频率低于5 mhz，我们可以选用13比特位的数字计数器。基于这种规范，我们可以将温度设定高于0（rsens=500）。如果温度低于可承受的最低值将发出报警信号以为警告。测试的最高温度根据组件的熔点而定。如果我们减少瞬时窗口数值500s，我们测试温度范围将上升，而且灵敏度也不高。图17为频率和温度（f/t）转换的方块图。频率处理模块是根据数字计数器和时间窗口逻辑提供的信息来计算频率值的。此外时间窗口逻辑可以处理数字技术器的滞后问题。数字计数器的规格是相同的（13bit），所以我们可以计算8192个不同配置。频率值是由数字计数器输出数据和时间窗口维数的比值而定的。温度值经两步获得：rsens值的估算和其转换成温度，如图18所示。图16 在两种不同的温度情况下加热器芯片上测试结果图17 f/t转换器图18 温度处理模块温度处理模块通过以下公式计算值：校正系数k（f）必须被置为20，但它取决于频率值。表达式可以被写为：是理论值温度变化的摄氏度差值，是敏感元件电阻的理论值，是由电阻材料决定热量系数，铂的热量系数如下：有我们可以得到温度值得计算表达式如下：最后我们必须计算真实温度和期望温度的差别。这是由子系统执行操作的，如图19所示。微分模块计算真实温度和期望温度的差别；相反的，条件块给出了差异幅度的缩小板块，所以给出了控制信号的减少范围。输出电压值v有以下公式得出：t是温差，k1和k2是由用户自己取决的两个常量，所以得出电压范围。例如，如果我们想要得到一个范围在0.5 v 到2.5 v的输出电压，最大的可接受温度为400。我们可以选以下k1和k2值：k1=200，k2=0.5；所以之前的公式为：最后d/a转换器用来得到模拟电压值去控制加热电路。数字逻辑模块已经完全被应用在现场可编程门阵列组件，尤其是数字时钟管理器。图19 条件微分模块6、总结在这篇文章中，我们介绍了一个对于宽量程电阻式气体传感器的高精度温度控制系统，它拥有集成传感器界面。这个完整的系统是由一个用cmos技术工作的模拟子系统和数字子系统组成。积分电路是由模拟子块组合而成。每个内部子块都要首先测试，然后在整个系统中测量值与理论值和仿真期望值进行比较。由于它的良好性能和高稳定性，组合系统已经被证明是适用于在传感器阵列中测量和控制温度的。参考文献1 “微系统和智能传感器界面”，f. maloberti and p. malcovati，1998年联合会会刊aicsp第十五卷，第9-26页2 “智能传感器接口”，g. meijer and l. xiujun,，北京大学出版社2002年第1期,第74 - 67页,2002。3 “设计智能传感器接口的系统方法”，g. chao; l. xiujun and meijer，传感器,研究论文集第一卷,第210 - 214页,2004。4 “高性能通用传感器接口”，xiujun; g. meijer, r. de boer和 m. van der lee，ieee传感器论文集第一期，第210 - 214页,20045 “检测no2的wo3thin薄膜长期稳定性时两种不同的退火温度和次灵敏度的对比效应和”，c. cantalini, l. lozzi and s. santucci,，1月ieee传感器期刊，编号 2，第171 - 179页,2004。6 “no2g气体作传感器时nio薄膜的传感特性”，i. hotovy, v. rehacek, p. siciliano, s. capone and l. spiess,，固体膜卷,第418期,，第9-15页,2002年。7 “纳米sio2-nio溶胶-凝胶薄膜光学与提高co气体敏感度”，a. martucci, m. pasquale, m. guglielmi, m. post 和j.c. pivin,，美国陶艺协会,86期，编号9日，第1638页，2003。8 “用于气体传感应用的掺杂nio和sno2的纳米溶胶-二氧化硅薄膜”l. valentini, c. cantalini, l. lozzi, j.m. kenny, 和 s. santucci，应用.物理.信件,92卷,第,6188 - 6192页,2002。9 “二氧化氮的敏感性.nh3的交叉灵敏度.pecvd方法制备后碳纳米管薄膜中的乙醇和湿度”，cantalini, l. valentini, l. lozzi, j.m. kenny and s. santucci,，传感器与执行器b卷,第95期,第195- 202页,2003。10 “电阻式气体传感器阵列的cmos温度控制系统”， g. ferri, n. guerrini, v. stornelli, a和c. catalani，程序ecctd 2005，科克、爱尔兰，2005年8月11 “集成电阻性传感器阵容的温度控制系统”，g. ferri, n. guerrini and v. stornelli，spie程序，塞维利亚,2005年5月。12 “高精度宽前端的电阻式气体传感器阵列”，m. grassi, p. malcovati, and a. baschirotto，程序eurosensors 2004,罗马,2004年9月13 “对高电阻传感器在大范围变化时的一种廉价的界面”，a. flammini, d. marioli,和 a. taroni，技术会议,维尔、co、美国,第726-731页，200314 “宽范围电阻性气体传感器的集成cmos接口”，c. cantalini, g. ferri, n. guerrini, s. santucci 和 v. stornelli，程序eurosensors,巴塞罗那,200515 “13 + 4位电路数字输出的0.1%的准确性100 - 20 m动态范围综合气体传感器接口”m. grassi, p. malcovati和 a. baschirotto，程序esscirc,格勒诺布尔,法国,2005。16 “集成传感器应用中的电阻性变化、恒功率加热的电路”，s.s.w. chan and p.c.h. chan，ieee固态电路刊,34期,编号4，第432-437页,1999。17 “有温度补偿的低电压cmos电流源”，j. sun, c.y. yeong, h.h. wang，ieee ssmsd，2003年giusppe ferri是意大利亚桂拉大学电气工程系电子学副教授。1993年在 sgs-thomson milano,他拜访了致力于双极低电压放大器的设计研究员。在1994至95年他一直在ku leuven拜访在sansen教授组里的致力于低电压cmos设计的研究员。他的研究热情实际是便携式应用的集成电路模拟设计和电路理论（比如：传感器和自然科学）他是著作“低电压、低功耗cmos电流传送器” kluwer ed.(2003)和意大利的4本关于模拟微电子教科书（2005, 2006)的合作者。而且他创作了或者参与创作了74篇国际性的和意大利的期刊论文，参与了123次国际会议讨论。vincenzo stornelli 1980年5月31日出生在意大利阿韦扎诺。2004年7月获电子工程师学位。2004年10月加入拉奎拉大学电子工程部门，那里他实际上研究关于rf集成电路、传感器应用、cad模型化、特性描述的工程和设计，同时也设计分析主动微波器件、电路和子系统。他定期地教授欧洲计算机专利课程，并且经常与国际企业比如thales italia协作。附录b 外文原文a high precision temperature control system for cmos integrated wide range resistive gas sensorsgiuseppe ferri vincenzo stornellireceived: 22 october 2005 / revised: 20 december 2005 / accepted: 28 december 2005 / published online: 3 april 2006springer science + business media, llc 2006abstractin this work we present an integrated interface for wide range resistive gas sensors able to heat the sensor resistance through a constant power heater block at 0350operating temperatures. the proposed temperature control system is formed by a sensor heater (which xes the sensor temperature at about 200),a r/f (or r/t) converter, which converts the resistive value into a period (or frequency), and can be able to reveal about 6 decades variation (from 10 kup to 10 g), and a digital subsystem that control the whole systems loop. this interface allows high sensibility and precision and performs good stability in temperature and power supply drift and low power characteristics so it can be used also in portable applications. test measurements, performed on the fabricated chip, have shown an excellent agreement between theoretical expectations and simulation results.keywordssmart sensors; cmos sensor interface; resistive gas sensors. temperature control; low power; cmos integrated circuits1. introductionrecently, there has been an increasing interest in sensor interface, because it gives the advantages of both the sensing element and the electronic interface. the most important specications to keep in mind when we design a sensor system are: accuracy, repeatability, interchangeability, long-term stability, resistance to chemical and physical contaminants, size, power consumption, packaging. in sensor system research, there is actually a great demand in microsystems and technologies which combine a low power consumption with excellent general performance. the main elds of applications are the following: environment, medicine, biotechnology, automotive, consumer electronics, etc. the interfacing of the sensitive element with a suitable integrated circuit implements the so-called smart sensors 14. in this sense, cmos technology is widely used, because it allows to match the reduction of costs of the silicon technology with the possibility of designing new low voltage low power interface circuits. in the scientic world, several gas sensors have been already developed, also in complete system environments, but many of them are characterized by large dimensions, large power consumption and high costs. more-over, these interfaces are not always optimised for the specic sensor. an important problem in gas monitoring system is the accurate control of the sensor operating temperature; in fact, the heating characteristics are fundamental to determine sensitivity and selectivity of the gas sensor array. resistive sensors can be used to monitor physical quantities, like gases, that can induce a change in the electrical value of a resistor. for most metal oxide chemioresistive gas sensors, in fact, gas responses were carried out between 25and 350 operating temperatures and different h2 and co concentrations, ranging from 101000 ppm in dry air 59.in this paper, a complete low voltage ( 1.5 v) wide range(10 k up to 10 g) cmos integrated system solution for the control of the working temperature of resistive gas sensors, performed through the use of a heater resistance, is presented. in the following we will present a novel temperature control system, which is a part of a portable interface for ambient gas monitoring, whose architecture is formed by the sensor array, the ic front-end, the temperature control system with the heater and the logic control block for the processing of the acquired data from the front-end. in the present paper, novel test measurement results performed on the fabricated chip are also presented. they have conrmed the excellent general performance both of each single block and of the complete system itself.2. the temperature control system architecturethe proposed temperature control is performed through a heater circuit and here reduced to the control of a resistance (see fig. 1). the current (or more generally) the power delivered to a heater resistance must be such that the temperature has to remain constant. this task is made easy thanks to the presence of thelogic blockthat allows, thanks to the “resistance to frequency” (r/f) conversion presented in section 3, the measurement and control of the resistance and therefore of the temperature. the suitable control logic evaluates the frequency (and, consequently, the resistance) and generates a feedback signal to maintain the sensor at the desired temperature, so the power delivered to the heater resistance is electrically controlled by the digital subsystem. the temperature control is simplied by the presence of a second resistance, matched with the sensor, that operates as a thermal sensor. in this manner, it is possible to control the sensor temperature without interferences. this solution has been demonstrated to be the more interesting and affordable considering the1.5v available supply voltage. the temperature control circuit shows a 60 mw power consumption, so the whole system can be considered suitable for portable applications 10, 11.the logic block can be divided in two distinct general sub-blocks, analog and digital, as shown in fig. 2. the r/f(r/t) converter produces a square-wave signal, whose period is directly proportional to the rsens value. the digital counter is enabled for a specied temporal window, dependent on several factors as the measure resolution and the rsens sensitivity. in the following sections, the principles and details on the two distinct general sub-blocks, analog and digital, will be presented.fig. 1the proposed interface temperature control system fig. 2temperature control system basic blocks3. resistance to period conversion in order to reveal large resistance variations, a resistance to period (r/t) or frequency (r/f) conversion is necessary 12.in this sense, the use of a cmos phase shifter, presented in previous articles when high resistance variations are not necessary 1011, is not applicable. fig. 3 shows the principle of the proposed r/t (r/f) interface at basic block level. the original circuit 13 has been modied and improved in terms of simplicity, linearity and operating range. more-over, it has been internally designed at transistor level, in as tandard cmos technology (see section 3) 14. the oscillation period t at voutnode is directly proportional to rsens value. with referring to fig. 3, the constant current which ows in rsens alternatively charges and discharges the capacitor c. if vinp is the input voltage at the integrator, we have:from which:being tc the time between two consecutive commutations.then, we can determine the oscillation period as follows:fig. 3block scheme of r-t converterfrom eq. (3), it comes that the resulting oscillation period t is directly proportional to rsens value. sensitivity can be regulated by choosing both c and a values. as in all sensor applications, non idealities of components have a consider-able importance in rsens measurement. in this case, a particular attention must be paid on the buffer slew rate (sr) before the integrator stage and the offset of the integrator itself. in fact, supposing that the input of the buffer can assume the two different values v0, and that the ideal period of the output signal is equal to 4arsensc, it can be stated that the absolute error on the signal output period, due to the nite sr, is equal to:expression (4) is directly obtained by observing that the buffer output voltage vinp, from the xed initial time t0= 0totime t1, has a slope equal to buffer sr and, from t1 to t/2 has a constant value equal to v0 (see fig. 4). the output variation of the integrator is given by the following expression:from which:since|vneg| =2v0a, we have:fig. 4vinp voltage vs. timeso, comparing (7) with (3), the total error on one output period is given by:by expressing t1 as 2 v0/sr we obtain eq. (4), from which we can estimate the error, due to the nite performance of the buffer sr. as far as offset voltage concerns, the presence of this signal involves the integration of a constant voltage level that is added to the signal so, in the semi-period during which the signal level assumes the positive value v0, the integrator will perform its operation on the constant level voff+ v0, while, during the semi-period in which the signal assumes the negative value v0, the integrator will perform its operation on the voltage level voff v0. if we call the whole period as t, given by the sum of semi-period (t+in which the integrated signal is voff+ v0) and t(in which the integrated signal is v0+ voff), we have:from eq. (9) we have:from which we obtain:obviously the same considerations are valid for the semi period tby adding (11) and (12), we have:the per-cent relative error expression is then evaluated as follows:and nally we have:from expression (15) we can conclude that the percent relative error is very low if the output voltage v0 is much higher than the offset voltage voff. the presented solution has been modied in two different ways: rstly (see fig. 5(a), by substituting the inverter switch with an inverting attenuator; secondly (see fig. 5(b),by substituting the inverter switch with a non inverting attenuator and inverting amplier