高频电子线路第6章.ppt

第6章 幅度调制、解调与变频 6.1 概述 6.2 非线性电路的分析方法 6.3晶体三极管频谱线性搬移电路 6.4 振幅调制 6.5 解调 6.6 变频 6.1 概 述 1.什么叫频谱（率）变换电路？ 线性放大电路的特点是其输出信号与输入信号具有某种特 定的线性关系。从时域上讲, 输出信号波形与输入信号波形相同, 只是在幅度上进行了放大； 从频域上讲, 输出信号的频率分量与 输入信号的频率分量相同。 然而, 在通信系统和其它一些电子设 备中, 需要一些能实现频率变换的电路。这些电路的特点是其输 出信号的频谱中产生了一些输入信号频谱中没有的频率分量, 即 发生了频率分量的变换, 故称为频率变换电路。 例如，倍频就是将频率较低的信号通过倍频变换成频率较高 的信号。又如，调幅波就是将频率很低的音频信号或视频信号调 制到高频的幅度上去。再如，检波电路就是将载有音频信号或视 频信号还原成音频信号或视频信号。 频率变换电路属于非线性电路, 其频率变换功能应由非 线性元器件产生。 在高频电子线路里, 常用的非线性元器件 有非线性电阻性元器件和非线性电容性元器件。 如不考虑晶 体管的电抗效应, 它的输入特性、转移特性和输出特性均具有 非线性的伏安特性, 所以晶体管可视为非线性电阻性器件。 变容二极管就是一种常用的非线性电容性器件。 虽然在线性放大电路里也使用了晶体管这一非线性器件, 但是必须采取一些措施来尽量避免或消除它的非线性效应或 频率变换效应, 而主要利用它的电流放大作用。 例如, 使小信 号放大电路工作在晶体管非线性特性中的线性范围内, 在丙类 谐振功放中利用选频网络取出输入信号中才有的有用频率分 量而滤除其它无用的频率分量, 等等。 频谱变换电路 频谱搬移电路 频谱非线性 变换电路 调幅及解调电路 混频电路 倍频电路 普通调幅及解调电路 单边带调幅解调电路 双边带调幅解调电路 调频电路 调频波的解调 电路限幅器 直接调 频电路 间接调 频电路 变容二极管调频电路 晶体管振荡器直接调频电路 电容话筒调频电路 电抗管调频电路 斜率鉴频器 相位鉴频器 比例鉴频器 移相乘积鉴频器 脉冲均值鉴频器 锁相环鉴频器 跟相环鉴频器 2.分类 6.2 非线性电路的分析方法 频谱搬移电路 （a）频谱的线性搬移;（b）频谱的非线性搬移 6.2.1 非线性函数的级数展开分析法 非线性器件的伏安特性,可用下面的非线性函数来 表示: 式中,u为加在非线性器件上的电压。一般情况下, uEQ+u1+u2,其中EQ为静态工作点,u1和u2为两个输入 电压。用泰勒级数将式（6.1）展开,可得 (6.1) (6.2) 式中, an（n=0,1,2,）为各次方项的系数,由下式确定: (6.3) (6.4) (6.5) 式中, Cmn=n！m！（n-m）！为二项式系数,故 可见，当非线性器件同时受两个电压作用时，响应 电流中存在两个电压的相乘项2a2u1u2。 若作用在非线性器件上的两个电压均为余弦信号,即u1 U1cos1t,u2U2cos2t,代入式（6.2）,经过计算，可以得到下列结 论： 1。输出电流中的直流分量，除了由静态工作点所确定的静态分量外 ，还增加了由于非线性变换而引入的新分量； 2。输出电流中包含由下列通式表示的无限多个组合频率分量： (6.6) 当p=1,q=1时的频率 分量是有用相乘项产生 的，而其他组合频率分量是无用相乘项产生的。 3。所有组合频率都是成队出现的，如 与 ， 与 ； 4。和差频率的出现使非线性器件能够实现频谱搬移，但其中某些频 率分量可能落入有用信号频带内而形成干扰。 非线性电路完成频谱的搬移 6.2.2 线性时变电路分析法 将式（6.1）在EQ+u2上对u1用泰勒级数展开,有 (6.7) 与式（6.5）相对应,有 (6.8) 若u1足够小,可以忽略式（6.7）中u1的二次方及 其以上各次方项,则该式化简为 (6.9) 考虑u1和u2都是余弦信号,u1U1cos1t,u2U2 cos2t,时变偏置电压EQ（t）=EQ+U2cos2t,为一周期性 函数,故I0（t）、g（t）也必为周期性函数,可用傅里叶 级数展开,得 （6.10) （6.11） (6.12) g2cosw2t和u1相乘为有用相乘项,可完成频谱搬 移,其余为无用项. 两个展开式的系数可直接由傅里叶系数公式求得 (6.13) (6.14) 线性时变电路完成频谱的搬移 6.2.3 单差分对电路 1.电路 基本的差分对电路如图所示。图中两个晶体管和 两 个电阻精密配对（这在集成电路上很容易实现）。 (6.15) 差分对原理电路 2. 传输特性 设1,V2管的1，则有ic1ie2,ic2ie2,可得晶体管的 集电极电流与基极射极电压ube的关系为 (6.16) 由式(6.15)，有 (6.17) (6.18) (6.19) 式中，u=ube1-ube2类似可得 (6.20) (6.21) (6.22) 双端输出的情况下有 (6.23) 可得等效的差动输出电流io与输入电压u的关系式 (6.24) （1）ic1、ic2和io与差模输入电压u是非线性关系 双曲正切函数关系,与恒流源I0成线性关系。双端 输出时,直流抵消,交流输出加倍。 （2）输入电压很小时,传输特性近似为线性关系, 即工作在线性放大区。这是因为当|x|100mV时,电路 呈现限幅状态,两管接近于开关状态,因此,该电路可作为 高速开关、限幅放大器等电路。 （4）小信号运用时的跨导即为传输特性线性 区的斜率,它表示电路在放大区输出时的放大能力, (6.25) 差分对的传输特性 (5）当输入差模电压u=U1cos1t时,由传输特 性可得io波形,如图。其所含频率分量可由tanh（u/2VT ）的傅里叶级数展开式求得,即 (6.26) (6.27) 差分对作放大时io的输出波形 3. 差分对频谱搬移电路 差分对电路的可控通道有两个:一个为输入差模 电压,另一个为电流源I0;故可把输入信号和控制信号分 别控制这两个通道。 差分对频谱搬移电路 （6.28） (6.29) (6.30) (6.31) 6.2.4 双差分对电路 双差分对频谱搬移电路如图所示。它由三个基 本的差分电路组成,也可看成由两个单差分对电路组成 。V1、V2、V5组成差分对电路,V3、V4、V6组成差分 对电路,两个差分对电路的输出端交叉耦合。 io= iI- iII=(i1+ i3)-(i2+ i4) =(i1-i2)-(i4-i3) （6.32） 双差分对电路 (6.33) (6.34) (6.35) （6.36） 当u1=U1cos1t,u2=U2cos2t时,代入式（6.36）有 (6.37) (6.38) 接入负反馈时的差分对电路 (6.39) 式中,ube5-ube6=VTln（ie5/ie6）,因此上式可表示为 (6.40) (6.41) (6.42) 考虑到ie5ie6=I0,则由式（6.42）可知,为了保证ie5 和ie6大于零,uB的最大动态范围为 将式（6.42）代入式（6.36）,双差分对的差 动输出电流可近似为 (6.43) (6.44) (6.45) 6.3 晶体三极管频谱线性搬移电路 可将ic表示为 在时变工作点处,将上式对u1展开成泰勒级数,有 （6.46） (6.47) 晶体三极管频谱搬移原理电路 下图给出了icube曲线,同时画出了Ic0（t）波形,其 表示式为 (6.48) (6.49) （6.50） 式中,gm0是gm（t）的平均分量（直流分量）,它不 一定是直流工作点Eb处的跨导。gm1是gm（t）中角频 率为2分量的振幅时变跨导的基波分量振幅。 三极管电路中的时变电流和时变跨导 三极管电路中的时变电流和时变跨导 也是u2的函数,同样频率为2的周期性函数,可 以用傅里叶级数展开, (6.51) (6.52) 将式（6.48）、（6.50）、（6.52）代入式 （6.47）,可得 (6.53) （6.54） 一般情况下,由于U1。根据振幅调制信号的定义,已调 信号的振幅随调制信号u线性变化,由此可得振幅调制 信号振幅Um（t）为 Um(t)=UC+UC（t）=UC+kaUcost =UC(1+mcost) （6.4.3） 式中,UC（t）与调制电压u成正比,其振幅UC=kaU 与载波振幅之比称为调幅度（调制度） (6.4.4) 式中,ka为比例系数,一般由调制电路确定,故又称 为调制灵敏度。 由此可得调幅信号的表达式 uAM(t)=UM(t)cosct=UC(1+mcost)cosct （6.4.5） AM调制过程中的信号波形 上面的分析是在单一正弦信号作为调制信号的情况下进 行的,而一般传送的信号并非为单一频率的信号,例如是一连续 频谱信号f（t）,这时,可用下式来描述调幅波: （6.4.6 ） 式中,f（t）是均值为零的归一化调制信号, |f（t）|max=1。 若将调制信号分解为 则调幅波表示式为 (6.4.7) 非正弦实际调制信号的调幅波形 2) 调幅波的频谱 由前图（c）可知,调幅波不是一个简单的正弦波形。 在单一频率的正弦信号的调制情况下,调幅波如式（6.4.5） 所描述。将式（6.4.5）用三角公式展开,可得 (6.4.8) 可见,单一频率信号调制的调幅波包含三个频率分 量, 由三个高频正弦波叠加而成. 调制信号的幅度及频 率信息只含在边频分量中. 单音调制时已调波的频谱 （a）调制信号频谱（b）载波信号频谱 （c）AM信号频谱 语音信号及已调信号频谱 （a）语音频谱（b）已调信号频谱 实际上的调制信号往往不是单纯的简谐波,而是有许多 频率成分组成的一个符合信号. 因此其频谱是上下边带. 频 带宽度是最高频率的两倍. 3）调幅波的功率 调幅波加在负载两端,则在负载电阻RL上消耗的载 波功率为 (6.4.9) (6.4.10) 在负载电阻RL上,一个载波周期内调幅波消耗的功率为 由此可见, P是调制信号的函数,是随时间变化的。 上、下边频的平均功率均为 (6.4.11) (6.4.12) AM信号的平均功率 side 由上式可以看出,AM波的平均功率为载波功率与 两个边带功率之和。而两个边频功率之和与载波功率 的比值为 边频功率 载波功率 (6.4.13) 同时可以得到调幅波的最大功率和最小功率,它们 分别对应调制信号的最大值和最小值为 (6.4.14) 由式(6.4.13)可知, 当m值减小时,边频功率所占的百分比更小. 因而浪费能量. 这是普通调幅的缺点。 普通调幅的优点是, 设备简单, 解调简单，占用频带窄, 多用 于无线电广播系统中. 2. 双边带信号 在调制过程中,将载波抑制就形成了抑制载波双边 带信号,简称双边带信号。它可用载波与调制信号相乘 得到,其表示式为 在单一正弦信号u=Ucost调制时, （6.4.16） （6.4.15） 可见, 双边带调制同样能实现频谱搬移, DSB波的幅 度随调制信号变化, 但包络不再反映调制信号的形状, 并 且已调信号的平均值为零. DSB信号波形 3. 单边带信号 单边带（SSB）信号是由DSB信号经边带滤波器滤 除一个边带或在调制过程中,直接将一个边带抵消而成 。单频调制时,uDSB（t）=kuuC。当取上边带时 （6.4.17） （6.4.18） 取下边带时 可见, SSB波的包络不能反映调制信号的变化幅度. 单边带调幅信号的带宽与调制信号相同,是普通调幅和 DSB带宽的一半. 因此, SSB不仅节省能量，而且节省 带宽, 提高了频带的利用率, 有助于解决信道的拥挤问 题. 在总功率相等的情况下, 接受端信噪比提高, 通信距 离大大增加. 单音调制的SSB信号波形 单边带调制时的频谱搬移 6.4.2 振幅调制电路 AM、DSB、SSB信号都有个共同项，即调制信号 与载波信号的乘积。因而实现电路应包含乘机项。 1. AM调制电路 AM信号的产生可以采用高电平调制和低电平调制 两种方式完成。目前,AM信号大都用于无线电广播,信 号无须放大就可发送出去.因此多采用高电平调制方式 。 1)高电平调制 高电平调制主要用于AM调制,这种调制是在高频 功率放大器中进行的。通常分为基极调幅、集电极调 幅以及集电极基极(或发射极)组合调幅。其基本工作原 理就是利用某一极的直流电压来控制集电极高频电压 的振幅。 集电极调幅电路 调制信号 调幅波输出 载波 集电极调幅的波形 基极调幅电路 在小功率情况下，可采用基极调幅。为了让Eb 控制Ic1,放大器应工作在欠压状态。电路简单，但效 率低，用于小功率、失真度要求较低的发射机中。 基极调幅的波形 2) 低电平调制 (1)二极管电路。用单二极管电路和平衡二极管电 路作为调制电路,都可以完成AM信号的产生,如下图为 单二极管调制电路。当UCU时, 流过二极管的电流 iD为 (6.4.19) 输出H(jw) 对载波调谐, 最后输出频率分量为 , 输出信号是AM信号。 单二极管调制电路及频谱 (2) 利用模拟乘法器产生普通调幅波 (6.4.20) 若将uC加至uA,u加到uB,则有 (6.4.21) 式中,m=U/Ee,x=UCVT。若集电极滤波回路的 中心频率为fc,带宽为2F,谐振阻抗为RL,则经滤波后的输 出电压 (6.4.22) 利用模拟乘法器产生AM信号 2. DSB调制电路 1)二极管调制电路 单二极管电路只能产生AM信号,不能产生DSB信号 。二极管平衡电路和二极管环形电路可以产生DSB信 号。 (6.4.23) iL中包含F分量和(2n+1)fcF(n=0,1,2,)分量,若输 出滤波器的中心频率为fc,带宽为2F,谐振阻抗为RL,则输 出电压为 (6.4.24) 二极管平衡调制电路 二极管平衡调制器波形 平衡调制器的一种实际线路 为进一步减少组合分量,可采用双平衡调制器(环 形调制器)。输出电流可表示为 (6.4.25) (6.4.26) 经滤波后,有 双平衡调制器电路及波形 调制电压反向加于两桥的另一对角线上。如果忽 略晶体管输入阻抗的影响,则图中ua(t)为 因晶体管交流电流iC=ieie=ue(t)/Re,所以输出电压为 (6.4.27) (6.4.28) 双桥构成的环形调制器 2) 差分对调制器 在单差分电路中,将载波电压uC加到线性通道,即 uB=uC,调制信号u加到非线性通道,即uA=u,则双端输 出电流io(t)为 (6.4.29) 式中,I0=Ee/Re,m=UC/Ee,x=U/VT。经滤波后的输 出电压uo(t)为 (6.4.30) 差分对DSB调制器的波形 双差分对电路的差动输出电流为 (6.4.31) (6.4.32) 若U、UC均很小,上式可近似为 双差分对电路等效为一模拟乘法器,不用加滤 波器就可得到DSB信号. 双差分调制器实际线路 3. SSB调制电路 SSB信号是将双边带信号滤除一个边带形成的。根 据滤除方法的不同,SSB信号产生方法有好几种,主要有 滤波法和移相法两种。 1) 滤波法 下图是采用滤波法产生SSB的发射机框图。 滤波法产生SSB信号的框图 理想边带滤波器的衰减特性 2) 移相法 移相法是利用移相网络,对载波和调制信号进行适 当的相移,以便在相加过程中将其中的一个边带抵消而 获得SSB信号。 移相法的优点是省去了边带滤波器,但要把无用边 带完全抑制掉,必须满足下列两个条件: (1)两个调制器输出的振幅应完全相同 (2)移相网络必须对载频及调制信号均保证精确的 2相移。 移相法SSB信号调制器 移相法的另一种SSB调制器 6.5 调幅信号的解调 解调：从高频已调信号中恢复出调制信号的过程。 检波：对调幅波的解调过程。 6.5.1 调幅解调的方法 振幅解调方法可分为包络检波和同步检波两大类 。包络检波是指解调器输出电压与输入已调波的包络 成正比的检波方法。由于AM信号的包络与调制信号成 线性关系,因此包络检波只适用于AM波。其原理框图 如图所示。 包络检波的原理框图 同步解调器的框图 6.5.2 二极管峰值包络检波器 1原理电路及工作原理 下图是二极管峰值包络检波器的原理电路。它是 由输入回路、二极管VD和RC低通滤波器组成。 式中,c为输入信号的载频,在超外差接收机中则为中 频I为调制频率。在理想情况下,RC网络的阻抗Z应 为 二极管峰值包络检波器 (a)原理电路 (b)二极管导通 (c)二极管截止 加入等幅波时检波器的工作过程 从这个过程可以得出下列几点: (1)检波过程就是信号源通过二极管给电容充电与 电容对电阻R放电的交替重复过程。 (2)由于RC时常数远大于输入电压载波周期,放电慢 ,使得二极管负极永远处于正的较高的电位(因为输出电 压接近于高频正弦波的峰值,即UoUm)。 (3)二极管电流iD包含平均分量(此种情况为直流分 量)Iav及高频分量。 输入为AM信号时检波器的输出波形图 包络检波器的输出电路 2性能 1) 电压传输系数Kd 检波器电压传输系数Kd或称为检波系数、检波效 率,是用来描述检波器对输入已调信号的解调能力或效 率的一个物理量。若输入载波电压振幅为Um,输出直流 电压为Uo,则Kd定义为 (6.5.1) (6.5.2) 2) 输入电阻Ri 检波器的输入阻抗包括输入电阻Ri及输入电容Ci, 如下图所示。输入电阻是输入载波电压的振幅Um与检 波器电流的基频分量振幅I1之比值,即 (6.5.3) 输入电阻是前级的负载,它直接并入输入回路,影响 着回路的有效Q值及回路阻抗。 (6.5.4) 检波器的输入阻抗 3检波器的失真 1)惰性失真 在二极管截止期间,电容C两端电压下降的速度取 决于RC的时常数。电容C上的电压不能及时放电而不 能很快地随调幅波包络变化. 惰性失真的波形 为了避免产生惰性失真,必须在任何一个高频周期 内,使电容C通过R放电的速度大于或等于包络的下降速 度,即 (6.5.5) 如果输入信号为单音调制的AM波,在t1时刻其包络 的变化速度为 (6.5.6) 二极管停止导通的瞬间,电容两端电压uC近似为输 入电压包络值,即uC=Um(1+mcost)。从t1时刻开始通过 R放电的速度为 将式(6.5.6)和式(6.5.7)代入式(6.5.5),可得 (6.5.8) (6.5.7) 实际上,不同的t1,U(t)和Cu的下降速度不同,为避免 产生惰性失真,必须保证A值最大时,仍有Amax1。故令 dadt1=0,得 代入式(6.5.8),得出不失真条件如下: (6.5.9) (6.5.10) (6.5.11) 2) 底部切削失真 底部切削失真又称为负峰切削失真,是由于检波器 的直流负载电阻R与交流负载电阻不相等,且调幅度又 相当大而引起的。产生这种失真后,输出电压的波形如 下图所示。这种失真是因检波器的交直流负载不同引 起的。 要避免底部切削失真,应满足 (6.5.12) (6.5.13) 底部切削失真 6.5.3 同步检波 主要用于对DSB和SSB信号进行解调(也可用于AM). 其特点是必须外加一个与载波同频同相的恢复载波信号. 外加载波信号电压加入同步检波器的方法有:乘积型和 叠加型. 1乘积型同步检波器 设输入信号为DSB信号,即us=Uscostcosct,本地恢复 载波ur=Urcos(rt+), 这两个信号相乘, (6.5.14) 经低通滤波器的输出, 有 由上式可以看出,当恢复载波与发射载波同 频同相时,即r=c,=0,则 uo=Uocost 由于 与 同频同相，乘积检波器成为 同步检波。因此，同步检波器可以无失真地将 调制信号恢复出来。 (6.5.15) (6.5.16) 几种乘积型解调器实际线路 2. 叠加型同步检波器 叠加型同步检波是将DSB或SSB信号插入恢复 载波,使之成为或近似为AM信号,再利用包络检波器 将调制信号恢复出来。对DSB信号而言,只要加入的 恢复载波电压在数值上满足一定的关系,就可得到一 个不失真的AM波。下图是一叠加型同步检波器原理 电路。 叠加型同步检波器原理电路 设单频调制的单边带信号(上边带)为 us=Uscos(c+)t=Uscostcosct-Ussintsinct 恢复载波为ur=Urcosrt=Urcosct 则合成信号为 us+ur=(Uscost+Ur)cosct-Ussintsinct =Um(t)cosct+(t) (6.5.17) 式中 (6.5.18) (6.5.19) (6.5.20) 可见,合成信号的包络Um和相角 都受到调制信号的 控制. 由于包络检波器对相位不敏感,所以可以精确地 检出包络的变化. 式中 经包络检波器后, 输出电压为: (6.5.21) 经隔直后,就可以将调制信号恢复出来. 6.6 变 频 6.3.1 混频的概述 1混频器的功能 混频器是频谱线性搬移电路,是一个六端网 络。它有两个输入电压,输入信号us和本地振荡 信号uL,其工作频率分别为fc和fL输出信号为uI, 称为中频信号,其频率是fc和fL的差频或和频,称 为中频fI,fI=fLfc(同时也可采用谐波的差频或和 频)。 混频器的功能示意图 三种频谱线性搬移功能 (a)调制(b)解调(c)混频 2混频器的工作原理 设输入到 混频器中的输入已调信号us和本振电压uL分别为 us=Uscostcosct uL=ULcosLt 这两个信号的乘积为 (6.6.1) (6.6.2) (6.6.2)是经过带通滤波器后的输出中频信号。 混频器的组成框图 3混频器的主要性能指标 1) 变频增益 变频电压增益定义为变频器中频输出电压振幅UI 与高频输入信号电压振幅Us之比,即 (6.6.3) 同样可定义变频功率增益为输出中频信号功率PI 与输入高频信号功率Ps之比,即 通常用分贝数表示变频增益,有 (6.6.4) (6.6.5) (6.6.6) 2) 噪声系数 混频器的噪声系数NF定义为 输入信噪比(信号频率) 输出信噪比(中频频率) (6.6.7) 3) 失真与干扰 变频器的失真有频率失真和非线性失真 。除此之外,还会产生各种非线性干扰,如组合 频率、交叉调制和互相调制、阻塞和倒易混频 等干扰。所以,对混频器不仅要求频率特性好, 而且还要求变频器工作在非线性不太严重的区 域,使之既能完成频率变换,又能抑制各种干扰 。 4)变频压缩(抑制) 在混频器中,输出与输入信号幅度应成线性关系。实 际上,由于非线性器件的限制,当输入信号增加到一定程 度时,中频输出信号的幅度与输入不再成线性关系,如下 图所示。 混频器输入、输出电平的关系曲线 5) 选择性 混频器的中频输出应该只有所要接收的有用信号( 反映为中频,即fI=fL-fc),而不应该有其它不需要的干扰信 号。但在混频器的输出中,由于各种原因,总会混杂很多 与中频频率接近的干扰信号。 为了抑制不需要的干扰, 就要求中频输出回路有良 好的选择性, 即回路有较理想的谐振曲线（矩形系数接 近于1). 6.6.2 混频电路 1晶体三极管混频器 晶体三极管混频器原理电路 (6.6.8) 经集电极谐振回路滤波后,得到中频电流iI (6.6.9) 集电极电流为 收音机用典型变频器线路 (a)中波AM收音机的变频电路 (b)FM收音机变频电路 2二极管混频电路 在高质量通信设备中以及工作频率较高时,常使用 二极管平衡混频器或环形混频器。其优点是噪声低、 电路简单、组合分量少。下图是二极管平衡混频器的 原理电路。输入信号us为已调信号；本振电压为uL,有 ULUs,大信号工作, 输出电流io为 (6.6.10) 输出端接中频滤波器,则输出中频电压uI为 (6.6.11) 二极管平衡混频器原理电路 收音机用典型变频器线路 (a)中波AM收音机的变频电路 (b)FM收音机变频电路 下图为二极管环形混频器,其输出电流io为 经中频滤波后,得输出中频电压 (6.6.12) (6.6.12) 环型混频器的原理电路 正交混频器 3其它混频电路 图中输入变压器是用磁环绕制的平衡不平衡宽 带变压器,加负载电阻200以后,其带宽可达05 30MHz。XCC型乘法器负载电阻单边为300,带宽为0 30MHz,因此,该电路为宽带混频器。 差分对混频器线路 用模拟乘法器构成混频器 场效应管平衡混频器电路 场效应管环形混频器 6.6.3 混频器的干扰 6.6.1 信号与本振的自身组合干扰 对混频器而言,作用于非线性器件的两个信号为输 入信号us(fc)和本振电压uL(fL),则非线性器件产生的组