（控制理论与控制工程专业论文）高功率因数可逆整流器控制算法的研究.pdf

摘要 随着电力电子装置的广泛应用，由整流器引起的电网谐波污染日益严重，消除谐波 污染、提高功率因数，一直以来都是电力电子技术中的重要课题。论文研究的主要内容 是p w m 整流器的控制算法，通过对控制算法的改进，提高p w m 整流器能量变换的效 率，达到减小谐波含量、提高功率因数的目的。在分析了现有算法控制效果的基础上， 讨论了将不同控制效果的算法结合在一起的可能性和必要性。提出一种以交流侧电流值 为参考变量的“双滞环”方法，为不同算法间的结合提供了一种途径。 论文对滞环空间矢量算法和滑模变结构电流控制算法的原理进行了分析，并在 m a t l a b s m u l i n k 环境下，分别对应用这两种控制算法的整流器系统进行了仿真和分析。 滞环空间矢量算法的仿真效果理想，实现了单位功率因数，并且可以在整流和逆变状态 间切换，得到的系统仿真模型可以用于实际系统设计。滑模变结构电流控制仿真，在 s i m u l i n k 环境下实现了对滑模变结构控制的描述，仿真效果还有待提高。 此外，论文还针对整流器系统仿真中的一般问题，如整流器数学模型的建立、坐 标变换在仿真中的实现等问题进行专题讨论。分别在3 相静止坐标系( a ，b ，c ) 和2 相旋转坐标系( d ，q ) 下建立了整流器数学模型，前者应用于滞环s v p w m 算法仿真， 滑模变结构电流控制仿真则是基于后者建立起来的。坐标变换模块实现了3 相静止坐标 系和2 相旋转坐标系之间的相互转换，一方面满足了控制算法的需要，另一方面提供了 一种通过坐标系( d ，q ) 下的直流量对坐标系( a ，b ，c ) 下的3 相交流量进行分析的 方法。 关键词：滞环空间矢量滑模变结构m a t l a b 仿真 a b s t r a c t t h ew i d ea p p l i c a t i o n so fp o w e re l e c t r o n i c se q u i p m e n th a v ec a u s e de v e ri n c r e a s i n gh a r m o n i c p o l l u t i o n i ti si m p o r t a n tt oe l i m i n a t et h eh a r m o n i cp o l l u t i o na n di m p r o v et h ep o w e rf a c t o r t h i sp a p e rm a i n l yi n v e s t i g a t e d t h ea l g o r i t h m so fp u l s ew i d t hm o d u l a t i o n ( p w m ) r e c t i f i e r a n da i m e da te n h a n c i n gt h ee f f i c i e n c yo fr e c t i f i e re n e r g yt r a n s f o r ma n dr e d u c i n gt h eh a r m o n i c b yi m p r o v i n gt h ea l g o r i t h m s t h ep o s s i b i l i t ya n dn e c e s s i t yo fi n t e g r a t i n gd i f f e r e n ta l g o r i t h m s w e r es y s t e m a t i c a l l yd i s c u s s e dt h r o u g ha n a l y z i n gt h ec o n t r o lr e s u l to fc l a s s i ca l g o r i t h m s a m e t h o dn a n i e d “d o u b l eh y s t e r e s i s ”w a sp r o p o s e d ，w h i c hu s e dt h ea c t i v ec u r r e n tv a l u ea s t h e r e f e r e n c ev a r i a b l ef o r t h ec o m b i n a t i o no fd i f f e r e n ta l g o r i t h m s t h i sp a p e ra n a l y z e dt h ep r i n c i p l eo ft w oa l g o r i t h m so fh y s t e r e s i ss p a c ev e c t o rp u l s ew i d t h m o d u l a t i o n ( s v p w m ) a n ds l i d i n gm o d ec u r r e n tc o n t r o l ，a n ds i m u l a t e dt h er e c t i f i e rs y s t e m s w h i c hu s et w oc o n t r o la l g o r i t h m si nm a t l a b s i m u l i n k t h er e s u l t so fh y s t e r e s i ss v p w m a l g o r i t h mw e r es a t i s f a c t o r yw i t ha c h i e v i n gu n i t yp o w e r f a c t o r t h i ss y s t e mw a sa b l et os w i t c h b e t w e e nr e c t i f i e ra n di n v e r t e rs t a t ea n di tc a nb ee m p l o y e dt od e s i g na c t u a ls y s t e ma c c o r d i n g t ot h es i m u l a t i o nm o d e l d u r i n gt h es i m u l a t i o no fs l i d i n gm o d ec u r r e n tc o n t r o l ，t h e d e s c r i p t i o no fs l i d i n gm o d ei ss u c c e s s f u l ，b u tt h es i m u l a t i o nr e s u l t s s t i l ln e e dt ob ee n h a n c e d f u r t h e r i na d d i t i o n ，t h i sp a p e rd i s c u s s e dt h ei s s u e so fr e c t i f i e rs y s t e ms i m u l a t i o ni nm a t l a b s i m u l i n k ， s u c ha st h ee s t a b l i s h m e n to fr e c t i f i e r sm a t h e m a t i c sm o d e l ，a n dt h ec o o r d i n a t et r a n s f o r m a t i o n i nm a t l a b s i m u l i n k n er e c t i f i e rm a t h e m a t i c a im o d e lw a se s t a b l i s h e d i nt h e3 一p h a s e s t a t i o n a r yc o o r d i n a t e ( a ，b ，c ) s y s t e ma n d2 - p h a s er o t a t ec o o r d i n a t e ( d ，q ) s y s t e m n e s i m u l a t i o no fh y s t e r e s i ss v p w m a l g o r i t h mw a sc o n d u c t e db a s e do nt h e3 - p h a s ec a m ) r d i n a t e s y s t e ma n dt h es i m u l a t i o no fs l i d i n gm o d ec u r r e n tc o n t r o lw a sd o n eb a s e do nt h e2 - p h a s e c o o r d i n a t es y s t e m c o o r d i n a t et r a n s f o r m a t i o nm o d u l e sf u n c t i o nc a nb ec o n v e r t e db e t w e e n t h e3 - p h a s es t a t i o n a r yc o o r d i n a t es y s t e ma n dt h e2 - p h a s er o t a t ec o o r d i n a t es y s t e m n o to n l y c a nt h i sf u n c t i o nm e e tt h en e e d so ft h ec o n t r o la l g o r i t h m s ，b u ti ta l s op r o v i d e sam e t h o d a n a l y z i n g3 - p h a s ei n t e r s e c tf l o wi nt h ec o o r d i n a t e ( a ，b ，c ) t h r o u g ht h ed i r e c tf l o wc o o r d i n a t e ( d ，q ) k e yw o r d s ：h y s t e r e s i s ，s p w m ，s l i d i n gm o d ec o n t r o l ，s i m u l i n k 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取 得的研究成果，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其他 人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得 墨盗墨兰盘堂 或 其他教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研 究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名：己丢学 签字日期： 明年? 月3 日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解 叁盗墨墨盘堂有关保留、使用学位论文 的规定。特授权墨盗墨墨太堂 可以将学位论文的全部或部分内容编入 有关数据库进行检索，并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编， 以供查阅和借阅。同意学校向国家有关部门或机构送交论文的复本和电子 文件。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权说明) 学位论文作者签名：互寻峥 导师签名： 剖歹 签字日期：子g年弓月弓 日签字日期： 绗3 月3 日 第一章绪论 1 1 课题研究意义 第一章绪论 能源是国民经济可持续发展的重要因素，能源的合理开发和利用已经成为当前迫切 需要解决的问题。随着电力电子技术的飞速发展，电力电子装置得到了广泛的应用，对 ； 国民经济的发展起到了巨大的作用，同时也带来了一系列诸如谐波污染、能量损耗等问 题。1 9 9 2 年日本发表的一项关于谐波源分布状况的调查报告表明陋1 ，在1 8 6 家有代表性 的电力用户中，整流装置是最大的谐波源，占6 6 ：办公及家用电器中的谐波占2 3 ； 交流电力装置和电弧炉产生的谐波分别占1 和4 。而办公及家用电器中的谐波实际上 还是来自其中的整流器。由此可见，整流环节作为电网与各种电力设备间的接口部分， 其能量变换效率的提高对于提高能源利用率、降低谐波污染是至关重要的。 传统整流器通常是由二极管或晶闸管组成的非线性电路，其主要缺点是：1 ) 网侧 功率因数低；2 ) 输入电流谐波含量高；3 ) 交流侧电网电压波形畸变等。是造成电网污 染的主要原因。治理这种电网污染的最根本措施就是，要求变流装置实现网侧电流正弦 化，且运行于单位功率因数。p w m 整流器由于可以克服传统整流器的缺点、减少谐波的 产生而受到学术界的关注、并开展了大量的研究工作。 本课题的研究对象是三相p w m 整流器的控制算法。文献【9 、1 0 、1 1 、1 2 、1 3 】中，针 对三相p w m 整流器采用了不同的控制算法，均能实现输入电流正弦化、低谐波含量和 高功率因数。但是不同的算法从控制效果上来讲又各有所长，也各有其不足。可见针对 如何提高p w m 整流器的控制性能与系统可靠性的研究课题仍然是电力电子学领域内重 要的研究课题之一。 1 2p w m 整流器概述 所谓p w m 整流器，即结合了p w m 控制技术的新型整流器。p w m 控制技术是通 过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效的获得所需的波形( 包括形状和幅值) 。随着 功率半导体开关器件性能的不断提高，p w m 技术在电力电子装置中的应用日趋广泛。 第一章绪论 将p w m 技术引入整流器的控制的原因是：常规整流环节广泛采用了二极管不控整流电 路或晶闸管相控整流电路，因而对电网注入了大量谐波及无功，造成了严重的电网“污 染”。而p w m 整流器相对于传统整流装置的优势正体现在：1 ) 网侧电流为正弦波；2 ) 网侧功率因数可控( 如单位功率因数) ；3 ) 电能可双向传输；4 ) 较快的动态控n u l h j 应。 1 2 1p w m 整流器原理 p w m 整流器相对于传统的相控及二极管整流器所作的关键性改进在于：用全控型 功率开关取代了半控型功率开关或二极管，以p w m 斩控整流取代了相控整流或不控整 流。 全控型器件的应用，一方面使得p w m 技术所必需的开关器件高频“开通关断得 到满足；另一方面使得能量可以在直流侧和交流侧之间双向流动。因此，p w m 整流器 已不是传统意义上的a c d c 变换器。当p w m 整流器从电网吸取电能时，其运行于整 流工作状态；而当p w m 整流器向电网传输电能时，其运行于有源逆变工作状态。 p w m 斩控整流是实现网侧电流正弦化的关键，也是网侧功率因数可控和网侧电流 动态响应快的原因所在。网侧电流控制的效果直接影响到p w m 整流器的性能。对网侧 电流的控制有两类方法：一种是通过控制p w m 整流器交流侧电压，间接控制其网侧电 流；另一种是通过网侧电流的闭环控制，直接控制p w m 整流器的网侧电流。不同的控 制思路衍生出不同的控制策略，各种控制策略都可以实现对网侧电流的控制，但是控制 效果各有不同。本文就是针对p w m 整流器的各种网侧电流控制策略开展了一些探讨和 研究。 1 2 2p w m 整流器的分类 p w m 整流器的分类方法多种多样，但最基本的分类方法是按照直流侧的储能形式， 将p w m 整流器分为电压型整流器和电流型整流器两类。电压型p w m 整流器最显著的 拓扑特征就是直流侧采用一个大容量电容进行直流储能，从而使p w m 整流器直流侧呈 低阻抗的电压源特性。而电流型p w m 整流器直流侧呈高阻抗的电流源特性。相对于电 流源型p w m 整流器而言，电压源型p w m 整流器有较快的响应速度且易于实现，而电 流源型p w m 整流器输出电感体积、重量、损耗较大，所以目前p w m 整流器一般采用 电压源型p w m 整流电路。 2 第一章绪论 1 2 3p w m 整流器的控制方法 电压型p w m 整流器网侧电流控制策略主要分为“间接电流控制”策略幅瑚1 和“直 接电流控制策略瑚1 两类。“间接电流控制”实际上就是所谓的“幅相”电流控制，即 通过控制电压型p w m 整流器的交流侧电压基波幅值、相位，进而间接控制其网侧电流。 由于“间接电流控制 其网侧电流的动态响应慢，且对系统参数变化敏感，因此这种控 制策略已逐步被“直接电流控制 策略所取代。 “直接电流控制策略通过运算求出交流电流指令值，再引入交流电流反馈，通过 对交流电流的直接控制而使其跟踪指令电流值。目前属于“直接电流控制 策略的控制 算法主要有如下几种： ( 1 ) 滞环电流控制方法( h c c ) 3 这种控制方案由b t o o i 于1 9 8 5 年首先提出。滞环电流控制源于d e l t a 控制，三相 实际电流和参考电流进入滞环比较器，比较的结果控制开关动作，从而达到期望的控制 目的。其控制原理如图1 - 1 所示。 图1 - 1 滞环p w m 电流控制原理图 e 滞环电流控制的优点是：硬件电路简单；属于实时控制方式，电流响应很快； 不需要载波，输出电压中不含特定频率的谐波分量；属于闭坏控制，若滞环宽度固 定，则电流跟踪误差范围固定。其缺点是开关频率不固定，因而对开关器件造成的应力 较大。因此，有人提出固定开关频率的滞环电流控制，其基本原理是根据网侧电压或锁 相技术使其容许带宽能够变化，从而保证开关频率固定。但是系统控制较为复杂，与实 际应用仍有一些差距。 第一章绪论 ( 2 ) 预测电流控制 这种控制方法是基于系统微分约束关系，在一个开关周期内对电流做出预测性控 制，当开关的频率较高时，可实现电流的无差拍控制。这种控制方案的优点是电流控制 精度高，电压控制环响应速度快。缺点是由于依赖微分约束关系，所以整个系统对参数 的变化很敏感。另外，当开关频率较低时电流相移增大，甚至导致电流失控。 ( 3 ) 电流跟踪控制 这种控制方法最初用在逆变器中，也叫砰一砰( b a n g b a n g ) 控制。借用到整流器中， 其原理类似，即为了使交流侧的实际电流跟踪上指令电流，采用电流调节器直接对电流 进行闭环控制。这种控制方法又可以分为a b c 型和d q o 型。 ( 4 ) 滑模变结构控制 整流器的时变参数问题是人们一直努力解决的问题。考虑到开关变换器的开关切换 动作与变结构系统的运动点沿切换面高频切换有动作上的对应关系，因而可以考虑采用 滑模变结构控制这种方法来控制整流器。由于滑模变结构控制的滑动模态可以设计，且 与系统的参数及扰动无关，因而整个系统对外界扰动以及系统的参数变化具有良好的适 应性、不灵敏性，即很强的鲁棒性。 ( 5 ) 状态反馈控制 1 9 9 5 年d i e g o 。r v e a s 提出此方案。这是针对电流型可逆变流器输入滤波器容易出 现震荡，而设计的可以消除震荡的控制方案。为了增强系统的抗干扰性，有的状态反馈 控制引入电压前馈，但是需要检测的信号较多，控制较为复杂。 ( 6 ) 空间矢量控制盯1 将交流电机理论中的空间坐标系旋转变换理论引入到p w m 可逆变流器的分析中来， 将相电压各周期内每万3 划分一个分区，一个控制周期内包含6 个分区。首先检测相电 压相位，即过零检测；然后根据三相电压的相位来判断控制矢量所处的分区，每个分区 对应各自不同的开关状态；最后根据采集的相电压和电流指令的大小，决定控制矢量的 大小，控制矢量的执行由分区对应的开关状态决定。该种控制方法和s p w m 控制方法相 比，具有直流电压利用率高、易于数字化实现的优点。 1 3 国内外发展现状及趋势 2 0 世纪8 0 年代，自关断器件的日趋成熟推动了p w m 技术在整流器上的应用与研 第一章绪论 究。1 9 8 2 年b u s s ea i l e d 、h o l t zj o a c h i m 首先提出了基于可关断器件的三相全桥p w m 整 流器拓扑结构及其网侧电流幅相控制策略口1 ，并实现了电流型p w m 整流器网侧单位功 率因数正弦波电流控制。1 9 8 4 年a k a g ih i r o f u m i 等提出了基于p w m 整流器拓扑结构的 无功补偿器控制策略口1 ，这实际上就是电压型p w m 整流器早期设计思想。到2 0 世纪 8 0 年代末，随着a w g r e e n 等人提出了基于坐标变换的p w m 整流器连续、离散动态数 学模型及控制策略，p w m 整流器的研究发展到一个新的高度h 1 。 自2 0 世纪9 0 年代以来，p w m 整流器一直是学术界关注和研究的热点。随着研究 的深入，基于p w m 整流器拓扑结构及控制的拓展，相关的应用研究也发展起来，如有 源滤波器、超导储能、交流传动、高压直流输电以及统一潮流控制等，这些应用技术的 研究，促进了p w m 整流器及其控制技术的进步和完善。 这一时期p w m 可逆变流器的研究主要集中在以下几个方面： ( 1 ) p w m 可逆变流器的建模与分析； ( 2 ) 电压型p w m 变流器的电流控制； ( 3 ) 主电路拓扑结构研究； ( 4 ) 系统控制策略研究： ( 5 ) 电流型p w m 整流器研究。 本文主要讨论的是电压型p w m 整流器的电流控制策略，这一研究方向的研究现状 如下：目前处于主导地位的是“直接电流控制”策略，“直接电流控制 策略以其快速 的电流响应和鲁棒性受到了学术界的关注，并先后研究出各种不同的控制方案，主要包 括以固定开关频率且采用电网电动势前馈的s p w m 控制，以及以快速电流跟踪为特征 的滞环电流控制等。为了提高电压利用率并降低损耗，基于空间矢量的p w m 控制在电 压型p w m 整流器电流控制中取得了广泛应用，并先后提出了多种控制方案。目前，电 压型p w m 整流器网侧电流控制有将固定开关频率、滞环及空间矢量控制相结合的趋势， 以使其在大功率有源滤波等需快速电流响应场合获得优越的性能。此外，在具体的控制 策略上还相继提出了状态反馈控制等。 1 4 本课题的主要研究内容及创新点 本课题主要研究内容集中在p w m 整流器控制算法上。通过分析这一领域内的国内 外发展现状，结合目前比较新颖的控制算法，讨论了将滞环s v p w m 和滑模变结构电流 5 第一章绪论 控制相结合的可能性和必要性。主要研究内容包括： 第1 章绪论部分，通过大量查阅中外文献，分析了p w m 整流器控制算法的国内外 研究现状和趋势。 第2 章整流器控制算法仿真的一般问题，建立了算法仿真所依赖的整流器数学模型； 介绍了p w m 整流器四象限工作原理，单位功率因数等一般性的问题。 第3 章滞环空间矢量控制算法，分析了滞环s v p w m 算法将滞环电流控制与空间矢 量控制相结合的原理，并在m a t l a b s i m l i n k 环境下，对滞环s v p w m 算法进行了仿真， 。在仿真环境下对p w m 整流器网侧电流进行控制，实现了功率因数为1 。 第4 章滑模变结构电流控制算法，分析了将滑模变结构算法引入p w m 整流器的理 论基础，对现有滑模变结构电流控制算法提出改进方案，并在m a t l a b s i m l i n k 环境下， 对该算法进行了仿真，对网侧电流起到了控制作用，但控制效果还有待提高。 第5 章关于算法结合的讨论，通过分析两种算法各自的特点以及在实现方法上的相 似之处，讨论了将两种算法结合的可能性和必要性。 本课题主要创新点包括： ( 1 ) 对现有滑模变结构电流控制算法提出改进方案，提高了滑模电流控制的效果。 ( 2 ) 提出将滑模变结构电流控制算法与滞环s v p w m 算法相结合的方案，目的是 结合两者的优点，得到快速性更好、鲁棒性更强的控制算法。 第二章关于整流器控制算法的一般问题 第二章关于整流器控制算法的一般问题 数学模型是整流器控制算法仿真的基础，根据不同的控制需要可以建立不同的数学 模型。本章除了研究整流器数学模型之外，还介绍了基于不同坐标系数学模型的坐标变 换、单位功率因数的定义、p w m 整流器四象限运行原理等与整流器控制算法仿真相关 的一般性的问题。 2 1 三相电压型整流器数学模型 2 1 1 三相电压型整流器一般数学模型1 所谓三相电压型整流器一般数学模型就是根据三相电压型整流器拓扑结构，在三相 静止坐标系( a ，b ，c ) 中，利用电路基本定律( 基尔霍夫电压、电流定律) 对三相电 压型整流器所建立的一般数学描述j 三相电压型整流器拓扑结构如图2 - 1 所示。 i 挑 il f川 】 l ? 、 汤 v c f = 魄 r t i 。 b v c 睨= 广 叶 r t1 r ii 。 彰， v b 。 f 】( n 1 图2 - 1 三相整流器主电路拓扑结构图 该数学模型在以下假设条件下建立： ( 1 ) 电网电动势为三相平稳的纯正弦波电动势( e 。，e b ，e 。) ； ( 2 ) 网侧滤波电感l 是线性的，且不考虑饱和； ( 3 ) 功率开关管损耗以电阻r 。表示，即实际的功率开关管可由理想开关与损耗电 第二章关丁整流器控制算法的一般问题 阻r 。串联等效表示； ( 4 ) 为描述整流器能量的双向传输，整流器直流侧负载由电阻r 。和直流电动势e 。 串联表示。 根据三相电压型整流器特性分析需要，其一般数学模型的建立可采用以下两种形 式： ( 1 ) 采用开关函数描述的一般数学模型； ( 2 ) 采用占空比描述的一般数学模型。 采用开关函数描述的一般数学模型是对整流器开关过程的精确描述，较适合于整流 器的波形仿真，因此本文所述的整流器系统仿真是采用开关函数描述的数学模型。下面 以三相整流器拓扑结构为例，建立采用开关函数描述的一般数学模型。 为分析方便，首先定义单极性二值逻辑开关函数s k 为 铲 1 0 溅鬻汕 沼1 ) 、 l上桥臂关断，下桥臂导通 一一。 将整流器的功率开关管损耗等效电阻r 。同交流滤波电感等效电阻r l 合并，且令 r = r s + r l ，采用基尔霍夫电压定律建立三相整流器a 相回路方程为： 哮城吆一( v a n + v n o ) ( 2 2 ) 当v 。导通而v 。关断时，s 。= 1 ，且v a n - - v d c 当v 。关断而v a 导通时，开关函数s 。= 0 ， 且v a n = o 。由于v a n - - v d c s 。，式( 2 - 2 ) 改写为 哮+ 尉。一( v d c s a + v o ) 同理，可得b 相、c 相方程如下： d 出i _ 2 _ b + r f b 一一o 如s 6 + ，。) ( 2 3 ) ( 2 4 ) 第二章关于整流器控制算法的一般问题 哮删，一v a l e s c 4 - v n o ) 根据假设条件，系统是三相对称的，则 e 。+ e 6 + e 。= 0t + i 6 + i 。= 0 联立式( 2 3 ) 一式( 2 6 ) ，得 直流侧电流i d c 可描述为 v n o 。寺。娶 。一 _ s t k 。1 4 s 4 + i b s b + l c s c 对直流侧电容正极节点处应用基尔霍夫电流定律，得 c 百d v d c 一。+ z l s b + i ! s 。v d 。吒- e l 一 ( 2 5 ) ( 2 6 ) ( 2 7 ) ( 2 8 ) ( 2 9 ) 联立式( 2 3 ) 一式( 2 9 ) 得出，在三相静止对称坐标系( a ，b ，c ) 中，三相整流 器开关函数模型为： c 丝d t 一。娶驴屯 k 氯： 。 哮啦叱1 ，圳 。娶。磊却 式中s r 单极性二值逻辑开关函数( k = a ，b ，c ) ； i l _ 一整流器直流侧负载电流。 ( 2 1 0 ) 第二章关于整流器控制算法的一般问题 2 1 2 三相电压型整流器d q 模型 b 图2 - 2 坐标系( a ，b ，c ) 与坐标系( d ，q ) 的关系图 三相静止对称坐标系下的一般数学模型具有物理意义清晰、直观等特点。但是这种 数学模型中，整流器交流侧均为时变交流量，因而不利于控制系统设计。为此，可以通 过坐标变换将三相对称静止坐标系( a ，b ，c ) 转换成以电网基波频率同步旋转的( d ， q ) 坐标系乜们。这样，经坐标旋转变换后，三相对称静止坐标系中的基波正弦变量将转 化成同步旋转坐标系中的直流变量，从而简化了控制系统设计。三相整流器一般数学模 型经同步旋转坐标变换后，即转换成三相整流器d q 模型。 要实现从三相静止坐标系( a ，b ，c ) 到两相同步旋转坐标系( d ，q ) 的变换，必 须首先确定坐标系( d ，q ) 的空间位置。如图2 2 所示，在三相静止坐标系( a ，b ，c ) 中，e 、1 分别表示三相电网电动势矢量和电流矢量，并且e 、i 以电网基波角频率国逆 时针旋转。根据瞬时无功功率理论哺1 ，在描述三相电量时，为简化分析，将两相旋转坐 标系( d ，q ) 中q 轴与电网电动势矢量e 同轴。即q 轴按矢量e 定向，e 矢量( q 轴) 方向的电流分量i 。定义为有功电流，而比矢量e 滞后9 0 度相角的轴( d 轴) 方向电流 分量i 。定义为无功电流。另外，初始条件下，令q 轴与a 轴重合。 根据坐标系( d ，q ) 与坐标系( a ，b ，c ) 的空间位置关系，可得到由静止坐标系 ( a ，b ，c ) 到旋转坐标系( q ，d ，o ) 的变换矩阵r ( 0 ) ： 第二章关于整流器控制算法的一般问题 c o s 0 r c p ，= ；ls ；：p 。一 2 1 2 0 。) 1 2 0 。) ( 2 1 1 ) 式中0 为q 轴与各轴问的夹角。 由式( 2 - 1 0 ) 、( 2 1 1 ) 得三相电压型整流器在两相同步旋转坐标系( d ，q ) 中的数 学模型为： c i d v d e 一三h “) 一乏 哮+ 础i a + r _ 叱s 叮 哮一咄埘d - - v d c s d 2 1 3 坐标变换在m a t l a b s i m u l i n k 中的实现乜町 ( 2 1 2 ) 从三相静止坐标系( a ，b ，c ) 到两相同步旋转坐标系( d ，q ) 的变换是算法仿真 中重要的模块之一。滑模变结构电流控制算法本身就是基于两相同步旋转坐标系的；滞 环s v p w m 算法虽然是基于三相静止坐标系的，但是在对电流控制效果的分析中也用到 了坐标变换模块。在此将该模块功能的实现方法做简单介绍。 图2 - 3 坐标变换模型 三相静止坐标系到两相任意旋转坐标系的变换及其反变换已经建立在s m u l i n k 的 + + 1 2 厶p 厶p g 访 c s 、-，、l-， 。o 。 1一|1 一 一1 2 厶p 厶p 吣口 o s 第二章关于整流器控制算法的一般问题 p o w e rs y s t e m 模型库中，提取路径为p o w e rs y s t e mb l o c k s e t e x t r al i b r a r y m e a s u r e m e n t s a b ct od q ot r a n s f o r m a t i o n ( d q o _ a b ct r a n s f o r m a t i o n ) 。应用该模块实现坐标变换的例子如图 2 3 所示。仿真结果如图2 4 所示，其中图a 为变换前的三相电压，图b 为经坐标变换 后旋转两相坐标系上的电压波形，由于所选角频率与电源角频率同步，所以在两相同 步旋转坐标系上的电压已经是直流。 2 2 网侧功率因数1 a ) 图2 4 电压坐标变换波形 b ) 功率因数是对电能进行安全有效利用的衡量标准之一。功率因数校正技术走过了从 无功功率补偿到无源、有源滤波，再到有源功率因数校正和单位功率因数变换技术的发 展历程。实现单位功率因数变换是应用各种控制算法对整流器进行控制的目的所在。 对电力电子变流装置的网侧功率因数做如下定义： 以单相电源为例，设网压无谐波且可表示为： 则网侧电流应为： m 一u 肺hs i n c o t i n | ln ms i nc o t ( 2 1 3 ) ( 2 1 4 ) 上式表明，电流i n 也无谐波且与u n 同相，因为在非正弦电路中，网侧功率因数九定义 为 第二章关于整流器控制算法的一般问题 善只墨+ 薹只 a ；兰= l 一- 坚王一 ss 式中，p 1 是基波有功功率；s 是视在功率。 。 根据网压u n 无谐波的设定，式( 2 1 5 ) 中所有谐波有功功率应为零，也即 只一0 故式( 2 1 5 ) 可改写为 对于单相电路 。只 i 二 s e u 1 i l c o s # l s u i u l i ( 2 1 5 ) ( 2 1 6 ) ( 2 1 7 ) ( 2 1 8 ) 式中，u 1 和1 1 是电压电流基波有效值；u 和i 是电流方均根值：f1 是u n l 和i n l 间的相 移角。 将式( 2 1 7 ) 、( 2 1 8 ) 代入式( 2 1 6 ) 有 a 一争c o s 磊一肛c o s 办k 一歹。j ( 2 1 9 ) 式( 2 1 9 ) 表明，网侧功率因数九是基波位移因数c o s f l 和电流正弦因数的乘积。实 际中，影响九的因素有：相位延迟角由1 ；网侧和阀侧的感抗；整流变压器的磁化电流 以及电流谐波含量。前三个因素可用c o s 巾1 来概括，后一因素用来表达。对脉波数 m 6 的变流装置，因1 ，一般以位移因数c o s 咖l 来作为九。 对于三相电路，若电路对称，则有 丑一姒。1 i 。lc o s # 1 ( 2 - 2 0 ) s 一鲫。l ( 2 2 1 ) 式中，u 。1 为相电压基波有效值；i 。1 为相电流基波有效值；u 。为相电压有效值；i a 为相 第二章关于整流器控制算法的一般问题 电流有效值。 将式( 2 2 0 ) 和式( 2 2 1 ) 代人式( 2 1 6 ) 有 亢= 墨s = 等i 嘲s 办卜等 亿2 2 ) 。 “ 。 “ ，。 式( 2 - 2 2 ) 表咀，三相对称交流电路，其网侧功率因数与单相电路相同，在网压为正弦 条件下，仍可表示为和c o s 由1 的乘积。 2 3p w m 整流器四象限运行原理 图2 5 为p w m 整流器模型电路。从图2 5 中可以看出：p w m 整流器模型电路由交 流回路、功率开关管桥路以及直流回路组成。其中交流回路包括交流电动势e 以及网侧 电感l 等；直流回路包括负载电阻r 及负载电动势v o c 等。 + i i r v 书 v 轴髟 ，。时，选择三相v s r 空间电压矢量v k ，使其对应的d 班具有 与误差电流矢量，方向相反的最小分量，以确保电流矢量i 在跟踪指令电流矢量，的 同时，限制电流变化率，以抑制电流谐波。 规则2 ：当l a lsi ，时，原有v k 不切换，从而在限制平均开关频率的同时，增加了 第三章基于不定频滞环的s v p w m 电流控制 s v p w m 控制的稳定性。 t a ( a ) v 区域划分( b ) j 区域划分 图3 - 4矢量v 、世区域划分 对参考电压矢量v 以及误差电流矢量n 在进行区域划分，以便确定其空间位置。 三相电压型整流器共8 个空间电压矢量一巧( 其中矢量、巧模为0 标注在原点附 件) ，将矢量空间自然划分为六个三角形区域，并记为i 区( 如图3 4 a 所示) 。这 一点与空间矢量p w m 算法是一致的。考虑到n 空间区域划分应有利于其正、负极性判 别，因而将v + 区域划分顺时针旋转：r 6 ，得，空间区域划分，如图3 - 4 b 所示。 根据规则1 、2 及、v + 的区域划分，得到空间矢量的选择规律如表3 2 所示： 表3 2v k 的选择规律( 滞环s v p w m ) 第三章基于不定频滞环的s v p w m 电流控制 3 2 滞环s v p w m 算法仿真程序 图3 5s i m u l i n k 系统仿真图 在m a t l a b s i m u l i n k 环境下对整流系统进行仿真，可以将系统大致分为两个部分： 1 主电路部分，如图3 - 5 虚线框内部分所示。包括电源、网侧电感、开关器件、直流 侧电容以及负载等。这部分比较固定，只需按照系统需要从s i m u l i n k 元件库中选择合 适的器件和适当的参数。 2 控制算法的实现部分。根据滞环s v p w m 算法的原理，将控制部分分为三个功能模 块： 误差电流区域判断模块。通过电流给定值与采样值的滞环比较，结合图3 - 4 ( b ) 中对误差电流矢量的区域划分，对误差电流矢量所在区域进行判断。定义逻辑变量 r i i - r 1 6 代表相应的区域，任意时刻6 个变量中只有一个的逻辑值为1 ，表示误差电 流矢量正位于该区域内。 给定电压矢量区域判断模块。通过坐标变换将给定电压矢量从三相静止坐标 变换到两相旋转坐标，结合图2 4 ( a ) 中的电压矢量区域划分，对电压矢量所在区域 第三章基丁不定频滞环的s v p w m 电流控制 进行判断。同电流矢量判断类似，定义逻辑变量r v i r v 6 代表相应区域。 控制电压矢量选择模块。根据前两个模块得到的误差电流矢量和给定电压矢量 所在区域的判断，结合表3 2 的矢量选择规律，从8 个空间电压矢量中选择适当的控 制矢量，每个电压空间矢量由其对应的开关组合表示。定义逻辑变量s a 、s b 、s c ，表 示相应开关器件组成的桥臂中上半桥臂开关器件的开关状态，值为1 代表器件导通， 值为0 代表关断。在此基础上，建立变量r i i 一r 1 6 、r v i r v 6 和s a 、s b 、s c 间的 逻辑关系，从而得到任意时刻器件的开关状态。再由p w m 子模块将代表器件开关状 态的逻辑变量转化为p w m 脉冲，对开关器件进行控制。 控制算法部分实现了从网侧电流采样，与给定值比较，根据滞环s v p w m 原理对 控制矢量的选择，最后输出p w m 脉冲控制主电路的开关器件，完成了对整流系统的 闭环控制。 3 3 滞环s v p w m 算法仿真结果分析 使用m a t l a b s i m u l i n k 对应用滞环s v p w m 算法的p w m 整流器系统进行仿真分 析。主电路参数设置如下：整流器交流侧电压源输入电压有效值5 5v ，交流侧电阻 0 2 q 、电感2 m h ，直流侧电容4 7 0 0 v f 、电阻4 q 。电流滞环宽度为0 1 a 。 如图3 - 6 ( a ) 所示，u 。为交流侧输入电压中的a 相电压，i a 为交流侧的a 相电流。 仿真开始后前0 0 3 秒，交流侧给定电流峰值为4 0 a 的3 相对称正弦电流，频率5 0h z ； 在0 0 3 秒时，将交流侧给定电流的峰值增大到4 5 a ( 频率不变) ，经过短暂波动，交流 侧电流快速跟随给定。从图3 - 6 ( a ) 的仿真结果还可以看出在滞环s v p w m 算法控制 下，整流器交流侧电流和输入电压保持了相位的同步。 图3 - 6 ( b ) 是交流侧3 相电流经坐标变换后，得到两相旋转坐标系下的电流波形。 i q 为电流有功分量，i d 为电流无功分量。从图中可以看出，电流有功分量l q 跟随电流 给定变化的动态性能良好，而无功分量i d 始终被控制在oa ，只是在给定改变时有短暂 的波动。 图3 - 6 ( c ) 所示是直流侧电压输出波形。从仿真波形可以看出输出电压稳态性能 良好、动态响应较快。同时，也验证了第2 章式( 2 2 3 ) 所述通过整流电路交流侧电 流的控制，就可以实现对其直流侧电压输出的控制。 第三章基于不定频滞环的s v p w m 电流控制 、 由 、 m 3 、 d 、 叮 f。f f 一 f o a lf 止一 。落 wv 。f 纱。a、y箩 j 纛t意 an公a r 。l卜夕t 1 t ) 时间，s ( a ) 交流侧电流、电压相位关系 人 飞 i q 一 i l一 r r 过 i d 时间s ( b ) 电流有功分量与无功分量 2 4 第三章基于不定频滞环的s v p w m 电流控制 ： 孓 一 l 。 1 _ j 时间，s ( c ) 直流侧电压输出 图3 - 6 整流器系统仿真波形 3 4 滞环s v p w m 算法在逆变状态下的控制效果 图3 7 可逆整流器仿真系统图 2 5 第三章基于不定频滞环的s v p w m 电流控制 电能可双向流动是p w m 整流器相对于传统整流器的优点之一，由于能量可以根据 需要从整流器交流侧传递到直流侧，或者从直流侧逆变回交流侧，因此大大提高了能源 的利用率。高频功率开关器件( 如1 g b t 等) 的应用，为p w m 整流器实现可逆运行提 供了硬件基础；从软件角度，无论整流器运行在整流状态下还是逆变状态下，控制算法 都能实现对交流侧电流的高品质控制，从而达到较高的功率因数。下面给出滞环 s v p w m 算法在整流、逆变两种状态下切换的仿真程序以及结果。特别声明一点：由于 m a t l a b6 5 版本中的元器件都有方向性，无法满足可逆运行的条件，所以本节所涉及的 仿真都是在m a t l a b7 0 下进行的，由于版本不同仿真波形与上一节中的波形不完全一致。 与在实际系统中一样，在m a t l a b 仿真环境下实现整流器的逆变也要满足逆变所需的 电压条件。在实际系统中通常是由于负载电机反转，产生反电动势，从而使系统达到进 入逆变状态的条件；在仿真中，负载部分没有使用电动机负载而是用的电阻负载，所以 为了满足逆变所需的电压条件在直流侧串接一个直流电源；其方向与负载电机反转所产 生反电动势方向一致。 在仿真过程中，为了使系统可以在任一时刻从整流状态切换到逆变状态，应用 s i m u l i n k 中的b r e a k e r 元件特别