（检测技术与自动化装置专业论文）三相高功率因数变流器控制策略的研究.pdf

摘要 随着电力电子装置的广泛应用，电网中的谐波污染日益严重，消除谐波污染并提高 功率因数，已成为电力电子技术中的一个重大课题。传统的变流装置是电网污染的主要 来源，三相高功率因数变流器具有输出电压恒定、能实现单位功率i 司数运行的特点，甚 至可以实现电能回馈电网，因此成为当前电力电子领域研究的热点课题之一。 建立交流器的数学模型是深入研究变流器特性和实现变流器控制的重要步骤。基于 不同的方法和不同的途径可以建立形式完全不同的数学模型。基于不同的数学模型，实 现控制的系统结构也是往往不同，变流器系统的动、静态特性也有所不同，因此建立和 研究变流器的数学模型有重要意义。本论文分别在a b c 静止坐标系、nb 坐标系和d q 旋转坐标系中建立了三相变流器的数学模型。接着分析了变流器的滞环控制，并在仿真 下验证了建立的数学模型的可行性。其次，也是论文的主要工作，在研究传统空间矢量 控制方法的基础上对其进行了改进，提出了一种较简单的控制算法，并在仿真下进行了 验证。最后，论文对影响系统性能的几个主要参数进行了分析，通过取值比较验证了分 析结果。 关键词：滞环空间矢量变流嚣m 觚a b 仿真 a b s t r a c t t h em o r ea p p l i c a t i o no fp o w e re l e c t m n i c se q u i p m e t ，t h em o r eh a m o i l i cp o l l u t i o n ， s i n c ee l i m i n a t i n gh 锄o n i cp o l l u t i o na n di i l l p r 0 v i n gp o w e rf a c t o ra r et h eq u i t ei m p o n a i l tt a s k i nt h ef i e l do fp o w e fe i e c t r o i l i c s t h ec o n v e n t i o n a lc o n v e r t e r sp r o d u c eh a 珊o i l i cp m b l e mi l l p o w e rs y s t e m w h i l et h r e e - p h a s ec o n v e r t e f sc a np r 0 v i d ec o n s t 柚td cb u sv o l t a g ea n dg e t l o w h a r m o n i cd i s t o n i o no fi n p u tc u e m na l s oh a sl i n ep o w e rf e e d b a c kc 印a b i l i t y 1 1 l r e e p h a s e c o n v e n e r sh a v eb e e na sa c t i v er e s e a r c ht o p i ci np o w e re l e c 仃o n i c sr e c e n t l y s e tu pm o d e l so fc o n v e r t e ri sai m p o r t 柚tp r o c e s st or e s e a r c ho nt h ec h a r a c t e r i s t i ca i l d s t r a t e g yo fc o n v e r t e lw ec a ns e tu pd i 圩e r c n tm o d e l sb yd i 疵r e n tw a y s d i f f e r e ms y s t e m c o n t r o ls t r a t e g i e s 锄dd i 虢r c 】1 ts y s t e md y n a m i c ，s t a t i cc a p 曲i l i t yc a nb eg o tb a s eo nd i f f e r e n t m “h e m a t i c a lm o d e l s ot h e r ei sai m p o n a l l ts i 弘i f i c 柚c et 0s e tu pm o d e l s f i r s tm o d e l sa r e s e tu pi na b cc o o r d i l l a t e ，0c o o r d i n a t e ，a n dd qc o o r d i n a t e ，r c s p e c t i v e l y t 1 l e np a p e r s t u d y st h eh y s t c r e s i sc u e n tc o n t m l ，t h ef e a s i b i l i t yo fm o d e le s t a b l i s h e di sv a l i d a t e db y m 加l 蛆s i l n u l a t i o n n e x t ，t h em a i nw o r ko ft h i sp a p e tf o c u so np r c s e n tan o v e ls i m p l y c o n 仃d 】a l g o r i t l l mf 研s v p w ms c h c m eb a s e do nt l l e r e s e a r c ho fc o n v e n t j 彻a ls v p w m c o n t m ls c h e m e a i m e da tt h er e q u i r e m e n to ft h ec o n t r o ls c h e m e ，s e v e r a li m p o n a n tp a r a m e t e r s a r ea a l v z e da n dc a l c i l l a t e k e y w o r d s ：h y s t e r e t i c s v p w mc o n v e r t e rm 棚a bs i m u l a t i o n 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取 得的研究成果，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其他 人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得墨生墨兰盘望 或 其他教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研 究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名： 王氡 签字日期：伽。6 年f 月日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解墨盗墨兰盘堂有关保留、使用学位论文 的规定。特授权墨盗堡墨盘至 可以将学位论文的全部或部分内容编入 有关数据库进行检索，并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编， 以供查阅和借阅。同意学校向国家有关部门或机构送交论文的复本和电子 文件。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权说明) 学位论文作者签名： 王氙 导师签名 签字日期：) 矿年f 月6 日 签字日期： d 年，月石日 第1 章绪论 第1 章绪论 随着大容量发电设备及用电设备的增加，无功功率和电力系统谐波所引起的对电网 及用电设备的危害日趋严重。随着大功率高频电力电子器件的发展，国内外学者对变流 器的高功率因数和数字化实现的研究日趋重视。消除电网谐波是电力电子技术领域的重 大课题。世界上许多国家都制定了限制谐波的国家标准或规定。 1 1 谐波污染问题1 1 大多数用电设备是由交流电网供电的，可以看作是电压源的负载，由于实际中，负 载不会是理想的线性负载，电流波形会畸变、产生谐波分量。随着工业的发展，交流电 网中的非线性负载数量和容量的不断增加，电力系统的波形畸变问题越来越严重。大量 电流谐波分量倒流入电网，造成对电网的谐波污染。一方面产生“二次效应”，即电流 流过线路阻抗造成谐波电压降，反过来使电网电压也发生畸变；另一方面，会造成电路 故障，使变电设备损害。 电力系统的波形畸变及由此产生的谐波不仅大大降低了系统的功率因数，而且给系 统本身和周围的电磁环境带来了一系列的危害。现在已把这类问题同现代工业带来的环 境污染相类比，称为“谐波污染”。 电力电子装置( 如变流器和开关变换器) 已成为最主要的谐波污染源，因此减少直 至消除谐波的危害是一个重要的研究方向。研究电力电子装置特别是传统的整流电路带 来的谐波是非常有必要和迫在眉睫的。 1 2 功率因数啪m 2 1 1 2 1 正弦电路功率因数的定义 在正弦电路中，负载是线性的。加以正弦电压后，产生的电流是正弦的。设电压、 电流分别为： f = 扫s i n 一妒) - 扬c o s 劬耐一扫s i n c 。s 甜= i p + 其中，f 。为有功分量，i 。为无功分量。 则电路的平均功率为： p = 勉庐耐= w c 唧 定义p = w c o s 毋为有功功率，相对应的无功功率为 q = u ，s i n 庐 可见，有功分量产生p ，无功分量产生q 。 ( 1 2 ) 第1 章绪论 工程上将电压、电流有效值之积作为设备功率设计极限，定义视在功率为： s=ui( 1 3 ) s 反映了电气设备的最大可利用容量。 从式( 卜1 ) 知，有功功率p 的最大值就是视在功率s ，p 越接近s ，说明电气设备 的容量利用得越充分。为了反映这种利用程度，定义功率因数为： 胛一 ( 1 4 ) 由以上4 个定义式可得出正弦电路中各量之间的关系： s = p 2 + q 2 ( 1 5 ) p f c o s 西 ( 1 6 ) 1 2 2 非正弦电路功率因数的定义 对于含有非线性器件的非正弦电路，施以正弦电压后，产生的电流发生畸燹，卜冉 是正弦。但在满足狄里赫利条件下，非正弦电流可以分解成傅立叶级数： 2 ；珥s l n ( ，l 血+ 丸) 1 其中，n = 1 的部分为基波电流： f l = 2 ，1s i n ( 缸+ 卉) ( 卜8 ) n 1 的所有分量为谐波电流。电流总有效值为： _ 卜j ；7 ： 总谐波电流有效值为： - 铲j 荟。： 为了反映电流的畸变程度，定义总谐波畸变率( t h d ) ： 姗。生1 0 0 ( 1 9 ) ，1 根据正弦电路总有功、视功、功率因数的定义，有 p = 描= 知4 音陬呱删埘川c o s 一- m 厂一 s ；u ，： ( 1 _ 1 1 ) yn = l 第1 章绪论 阡= 旦_ 些三唑- 邋= 肛c o s 矾 ( 卜1 2 ) su ll ” 其中，肛= 粤称为基波因数，c o s 称为位移因数。 f 至于非正弦电路中的无功功率尚无广泛接受的科学而权威的定义，这里使用一种通 用的定义方法，将电路无功功率分为由基波相移产生的基波无功功率q ，和由谐波产生 的畸变功率d ： q f = 明，s j n 妒 ( 卜1 3 ) - d 。讲”州j 薹。： 卜1 4 这样，总无功功率为： q = q ，+ d ( 卜1 5 ) 由上述公式可得： s 2 = p 2 + q ；+ d 2 ( 1 1 6 ) 由上述分析，可见总电流可看作三部分组成：有功分量、基波无功分量和谐波分量。 可见，功率因数可视为电流波形失真因数和基波相移因数的乘积，即功率因数的大 小决定于电流波形失真因数和基波相移因数。 1 3 电网谐波抑制与功率因数补偿。4 1 解决电力电子设备谐波污染的主要途径有两条：一是对电网实施谐波补偿，补偿其 谐波和无功功率；二是对电力电子设备自身进行改进，使其不产生谐波，且不消耗无功 功率或根据需要对其功率因数进行控制。相比而言，针对电网的谐波补偿是一种被动的 方法，解决谐波问题的积极方法是消除或降低电力电子设备产生的谐波。所以开发输入 电流为正弦、谐波含量低且功率因数接近为1 的新型三相变流器得到了广泛的关注。 1 4 变流器概述2 5 砌7 1 变流技术的研究是目前电力电子技术发展中的一个重要领域，它的产生和发展是与 现有的电力电子技术研究内容和应用密切相关的。其研究内容主要涉及到四个方面：功 率半导体技术，主电路拓扑结构，变流器控制技术以及变流器的应用。本文研究的变流 器主要是指电压型整流器。 1 4 1 整流技术的发展 整流器发展的基础是电力电子器件的制造及应用技术。1 9 7 7 年，j 、e r u ok a t a o k a ， k a z u k i r om i z u m a c h i 等人率先将p _ l v m 控制技术应用在整流器中，主电路采用晶闸管，带 有强迫换流电路，开关模式采用s p w m 控制。尽管系统的开关频率比较低，动态响应不 第1 章绪论 p f 旦坐上堕。邋芦c o s 氟 ( 卜1 2 ) su il 叫 其中，肛= 争称为基波因数，c o s 称为位移因数。 至于非正弦电路中的无功功率尚无广泛接受的科学而权威的定义，这里使用一种通 用的定义方法，将电路无功功率分为由基波相移产生的基波无功功率见和由谐波产生 的畸变功率d ： qr = 1s j n ( 1 一1 3 ) 一 d 。矾n u j 薹露 卜1 4 这样，总无功功率为： q q ，+ d ( 卜1 5 ) 由上述公式可得； s 2 兰p 2 + q j + d 2 ( 1 一1 6 ) 由r 述分析，可见总电流可看作三部分组成：有功分量、基波无功分量和谐波分量。 可见，功率因数可视为电流波形失真因数和基波相移匿数的乘积，即功率田数的大 小决定于电流波形失真因数和基波相移因数。 1 3 电网谐波抑制与功率因数补偿叫 解决电力电子设备谐波污染的主要途径有两条：是对电网实旋谐波补偿，补偿其 谐波和无功功率；二是对电力电子设备自身进行改进，使其不产生谐波，且不消耗无功 功率或根据需要对其功率因数进行控制。相比而言，针对电恻的谐波补偿是一种被动的 方法，解决谐波问题的积极方法是消除或降低电力电子设备产生的诣波。所以开发输入 电流为正弦、谐波含量低且功率因数接近为1 的新型三相变流器得到了广泛的关注。 1 4 变流器概述川3 ”7 变流技术的研究是目前电力电子技术发展中的一个重要领域，它的产生和发展是与 现有的电力电子技术研究i 勺容和应用密切相关的。其研究内容主要涉及到四个方面：功 率半导体技术，主电路拓扑结构，变流器控制技术以及变流器的应_ 【_ 【j 。本文研究的变流 器主要是指电压型整流器。 1 41 整流技术的发展 整流器发展的基础是电力电子器件的制造及应j j 技术。1 9 7 7 年，t e r u ok a t a o k a ， k a z u k l r 。ml z u m a c h l 等人率先将p 州摔制技术应用在整流器中，主电路采用晶闸管，带 有强迫换流电路，开父模式采用s p w m 控制。尽管系统的开关频率比较低，动态响应不 有强迫换流电路，开父模式采用s p w m 控制。尽管系统的开关频率比较低，动态响应不 第1 章绪论 阡= 旦_ 些三唑- 邋= 肛c o s 矾 ( 卜1 2 ) su ll ” 其中，肛= 粤称为基波因数，c o s 称为位移因数。 f 至于非正弦电路中的无功功率尚无广泛接受的科学而权威的定义，这里使用一种通 用的定义方法，将电路无功功率分为由基波相移产生的基波无功功率q ，和由谐波产生 的畸变功率d ： q f = 明，s j n 妒 ( 卜1 3 ) - d 。讲”州j 薹。： 卜1 4 这样，总无功功率为： q = q ，+ d ( 卜1 5 ) 由上述公式可得： s 2 = p 2 + q ；+ d 2 ( 1 1 6 ) 由上述分析，可见总电流可看作三部分组成：有功分量、基波无功分量和谐波分量。 可见，功率因数可视为电流波形失真因数和基波相移因数的乘积，即功率因数的大 小决定于电流波形失真因数和基波相移因数。 1 3 电网谐波抑制与功率因数补偿。4 1 解决电力电子设备谐波污染的主要途径有两条：一是对电网实施谐波补偿，补偿其 谐波和无功功率；二是对电力电子设备自身进行改进，使其不产生谐波，且不消耗无功 功率或根据需要对其功率因数进行控制。相比而言，针对电网的谐波补偿是一种被动的 方法，解决谐波问题的积极方法是消除或降低电力电子设备产生的谐波。所以开发输入 电流为正弦、谐波含量低且功率因数接近为1 的新型三相变流器得到了广泛的关注。 1 4 变流器概述2 5 砌7 1 变流技术的研究是目前电力电子技术发展中的一个重要领域，它的产生和发展是与 现有的电力电子技术研究内容和应用密切相关的。其研究内容主要涉及到四个方面：功 率半导体技术，主电路拓扑结构，变流器控制技术以及变流器的应用。本文研究的变流 器主要是指电压型整流器。 1 4 1 整流技术的发展 整流器发展的基础是电力电子器件的制造及应用技术。1 9 7 7 年，j 、e r u ok a t a o k a ， k a z u k i r om i z u m a c h i 等人率先将p _ l v m 控制技术应用在整流器中，主电路采用晶闸管，带 有强迫换流电路，开关模式采用s p w m 控制。尽管系统的开关频率比较低，动态响应不 第1 章绪论 理想，但从电流功率因数上看，比普通的相控整流好。 伴随着二十世纪八十年代电力电子器件的发展，整流器的研究有了突破性进展。 1 9 8 1 年，a r m a n d ob e l l i n i 和g e r i i l r of r i g a l l i 提出了现代意义的整流器，这种单相电 压型整流桥的开关器件采用自关断器件g t 0 ，波形控制方式采用移相式s p w m 。其输入电 流是正弦，功率因数接近1 ，输出直流电压稳定可调。 此后的几年，人们主要研究了采用g t 0 为开关器件的整流器，讨论了不同控制方式 下交流侧电流波形畸变的改善情况，功率因数的提高，以及输出侧直流纹波减小的程度。 八十年代中后期i g b t 的出现，g t r 的普遍应用促使了变流器朝着高频化的方向发展，其 原因为在比较高的频率下，可以大大提高交流侧波形的正弦度，减小直流侧纹波以及减 轻滤波器的重量，增强系统的整体性能，同时，可以将更先进的控制技术应用于整流系 统中。随着可关断器件的单管耐压和导通电流等级的不断提高，如大容量g t o ，高开关 频率大容量的i g b t 和i g c t 等，变流系统装置正向高压、大容量的方向发展，并逐步走 向成熟的工业应用之路。 我国对整流技术的研究开始于九十年代初期，起步较晚，且主要集中于高等院校。 如华中科技大学，清华大学，北方交通大学，燕山大学，西安交通大学等，他们做出 了大量的工作。 1 4 2 整流器分类及拓扑结构 1 4 2 1 整流器分类 随着整流技术的发展，已设计出多种整流器，可分类如下： 1 ) 按直流储能形式分类：电压型、电流型 2 ) 按电网相数分类：单相电路、三相电路、多相电路 3 ) 按开关调制分类：硬开关调制、软开关调制 4 ) 按桥路结构分类：半桥电路、全桥电路 5 ) 按调制电平分类：二电平电路、三电平电路、多电平电路 尽管分类方法多种多样，但最基本的分类就是将整流器分类成电压型和电流型两大 类，这主要是因为电压型、电流型整流器，无论在主电路结构以及控制策略等方面均有 各自的特点，并且两者间存在电路上的对偶性。 1 4 2 2 电压型整流器( v s r ) 拓扑结构 电压型整流器最显著拓扑特征就是直流侧采用电容进行直流储能，从而使整流器直 流侧呈低阻抗的电压源特性，以下介绍几种常见的拓扑结构： 1 单相半桥、全桥v s r 拓扑结构 图卜1 分别示出了v s r 单相半桥和单相全桥主电路拓扑结构。两者交流侧具有相同 的电路结构，其中交流侧电感主要用以滤除网侧电流谐波。 4 第1 章绪论 ( a ) 单相半桥整流器拓扑结构 芸少 ：。 锅叫喁d ， ( b ) 单相全桥整流器拓扑结构 图卜1 单相v s r 拓扑结构 由图卜1 a 可看出，单相半桥v s r 拓扑只有一个桥臂采用了功率开关，另一桥臂则 由两电容串联组成，同时串联电容又兼作直流侧储能电容；而单相全桥v s r 拓扑结构如 图卜l b 所示，它采用了具有4 个功率开关的“h ”桥结构。值得注意的是：电压型整流 器主电路功率开关必须反并联一个续流二极管以缓冲整流器工作时的无功电能。比较两 者，显然半桥电路具有较简单的主电路结构，且功率开关数只有全桥电路的一半，因而 造价相对较低，常用于低成本、小功率应用场合。进一步研究表明，在相同的交流侧电 路参数条件下，要使单相半桥v s r 以及单相全桥v s r 获得同样的交流侧电流控制特性， 半桥电路直流电压应是全桥电路直流电压的两倍，因此功率开关耐压要求相对提高。另 外，为使半桥电路中电容中点电位基本不变，还需引入电容均压控制，可见单相半桥v s r 的控制相对复杂。 2 三相半桥、全桥v s r 拓扑 j di o + ( a ) 二相半桥v s r 拓扑结构 ，+ 第1 章绪论 ( b ) 三相全桥v s r 拓扑结构 图卜2 三相v s r 拓扑结构 图卜2 分别给出了电压型整流器三相半桥和三相全桥主电路拓扑结构。 如图卜2 a 为三相半桥电压型整流器拓扑结构。其交流侧采用三相对称的无中线连 接方式，并采用六只功率开关，这是一种最常见的三相整流器，通常所谓的三相桥式电 路即指三相半桥电路。 三相半桥v s r 较适用于三相电网平衡系统。当三相电网不平衡时，其控制性能将恶 化，甚至使其发生故障。为克服这一不足可采用三相全桥v s r 设计，其拓扑结构如图卜2 b 所示。其特点是：公共直流母线上连接了三个独立控制的单相全桥v s r ，并通过变压器 连接至三相四线制电网。因此，三相全桥v s r 实际上是由三个独立的单相全桥v s r 组合 而成，当电网不平衡时，不会严重影响整流器控制性能，由于三相全桥电路所需的功率 开关管是三相半桥电路的一倍，因而三相全桥电路一般较少采用。 3 以上所述的v s r 拓扑结构属常规的二电平拓扑结构。三电平整流器应用于大功 率场合，其发展使高压大容量f a c t s 装置进一步走向实用化阶段。电路常采用中点箝位 型结构，在相同开关频率下，交流侧电流畸变率低于两电平整流器。三电平电路所需功 率开关与二电平电路相比成倍增加，并且控制也相对复杂，这是这种电路的不足之处。 1 4 2 3 电流型整流器( c s r ) 拓扑结构 电流型整流器拓扑结构最显著特征是直流侧采用电感进行直流储能，从而使c s r 直 流侧呈高阻抗的电流源特性。常用的c s r 拓扑结构有单相、三相两种，如图卜3 所示。 高乍 = 【 - | 亏 ( a ) 单相c s r 拓扑结构 第1 章绪论 ( b ) 三相c s r 拓扑结构 图卜3c s r 拓扑结构 图卜3 a 为单相c s r 拓扑结构，除直流储能电感以外，与单相v s r 相比，其交流侧 增加了一滤波电容，其作用与网侧电感一起组成l c 滤波器，以滤除c s r 网侧谐波电流， 并抑制c s r 交流侧谐波电压。另外，一般需要在c s r 功率开关支路上顺向串联二极管， 其主要目的是阻断反向电流( 因为一般大功率开关管大都集成有反并联二极管) ，并提 高功率开关管的耐反压能力。 图卜3 b 为三相c s r 拓扑结构，显然，这是一个半桥电路，其交流侧是一无中线的 三相对称l c 滤波电路；直流侧与单相c s r 直流侧相同，即采用电感进行储能。 电流型整流器输出电感体积、重量、损耗较大，主电路构成不方便，且通态损耗比 较大。因此电流型整流器应用并不广泛。且电压型整流器相对于电流型整流器有较快的 响应速度。 本文所研究的变流器主要是指两电平电压型整流器。 1 5 本课题的意义 能源是国民经济可持续发展的重要因素，能源的合理开发和利用已经成为当前迫切 需要解决的问题。随着电力电子技术的飞速发展，电力电子装置得到了广泛的应用，对 国民经济的发展起到了巨大的作用，同时也带来了一系列诸如谐波污染、能量损耗等问 题。本课题就是针对这一问题而提出的。 高功率因数整流技术可以从源头降低甚至杜绝谐波污染，这也是整流器被称作“绿 色电源”的原因，同时它可以起到节能降耗的作用。高功率因数整流器既可以用作功率 因数为l 的直流电源，又可以作为功率因数可调的交直一交变频器的直流环节，还可以 作为无功补充器。因此，高功率因数整流器的研究具有较高的理论价值、应用价值和广 泛的应用前景。 1 6 本文的主要工作 1 ) 完成整流器数学模型的建立。 2 ) 对滞环控制和窄问矢量控制进行详细的研究，并在研究传统s v p w m 控制方法的 第1 章绪论 基础上对其进行了改进。 3 ) 基于m a t l a b 对控制系统进行仿真，并对系统参数进行设置。 第2 章高功率因数整流器的工作原理和数学模型 第2 章高功率因数整流器的工作原理和数学模型 2 1 单相全桥电压型整流器 为了分析方便，先作如下假设： 1 ) 开关管的开关频率足够大 2 ) 变流器的效率为1 3 ) 电容c 足够大 4 ) 电源内阻及电感电阻均忽略 2 1 1 主电路分析 由1 - 1 ( b ) 知，要做到功率因数为1 ，则交流侧电压及电流必须同相位、同频率。 对图中的t 1 一t 4 进行控制，在交流输入端a b 产生一个正弦调制波“。，h 。中含有和 正弦信号同频率且幅值成比例的基波分量及和开关频率有关的高频谐波。由于电感l 的 滤波作用，这些高次谐波电压只会使交流电流产生很小的脉动，可以忽略。适当的控制 “。，就可以使网侧电流和电压同相，达到功率因数为1 。 根据以上分析，可以得到1 1 ( b ) 所示基波等效电路： 图2 - 1 基波等效电路 无论采取何种控制方式，要做到功率因数为1 ，必须满足如下相量关系： l u s u l 图2 2 功率因数为1 及非单位功率因数相量图 图2 - 2 中口为网侧电压与交流侧调制电压的夹角，妒为功率因数角，为网侧电流 的有效值，u 。为网侧电压的有效值，吼为电感电压有效值，u ，为交流调制电压有效值。 由相量图可知，通过不同的控制方法适当调节u ，的幅值和相位就可以调节电感电 压的幅值和相位，从而调节电感电流，也即网侧电流，也就是调节功率因数；同时控制 第2 章高功率因数整流器的工作原理和数学模型 输入电流的大小以控制传入功率变换部分的能量，也就控制了直流侧输出电压。因此， 通常采用电压外环和电流内环相结合的双闭环串级控制方式。电压外环保证稳定的直流 输出；电流内环主要用于提高系统的动态性能。 当电路处于整流状态时，利用电路的知识，有下式成立： “，一三等 ( 2 - 1 ) 设，= u ，s i n 埘，f ，= ，。s i n 埘，代入( 2 - 1 ) 式得 l 乙s i n 耐= 越lc o s 饼+ “越 整理可得，“。止巧了i 瓦了5 面两 ( 2 2 ) ( 2 3 ) 即“。滞后电网电压角度口时，满足“，i ，同相的条件。考察( 2 4 ) 式，在负载一 定，网侧电压h ，理想的状态下，仅有网侧电流幅值，为变量。由假设条件变流器效率 为1 、目标功率因数为1 及功率守恒原则： 可以得到下式：。= 警 整聪，m = 警 将( 2 - 5 ) 带入( 2 4 ) 得，口tn r c 增2 o n 也u ： 将( 2 5 ) ( 2 6 ) 代入( 2 3 ) 得： 户秀芋互五咖c 一 一：， ( 2 5 ) ( 2 6 ) ( 2 7 ) 至此，已经将功率因数为1 的“。完全求出，只要开关频率足够高，从理论上说“。 完全可以用调制波来代替。 2 1 2 进行调制的必要条件( 单位功率因数) 要达到功率因数为1 ，则网侧电流必须可控。也就是说通过控制“。的幅值和相位， 使网侧电压和电流同相位。 定义开关函数： s 一1 ：t 1 ，t 3 导通，t 2 ，t 4 关断。 s = o ：t 1 ，t 3 关断，t 2 ，t 4 导通。 设直流侧电压u 。大于电源电压的峰值，考查s 和f 。的关系，可以得到： 1 0 们二 堕坠l 怫 口 口 中其 第2 章高功率因数整流器的工作原理和数学模型 s = 1 时，喙叱一c o 减小 s = o 时，哮= “，+ u 。，o ，增大。 在假定条件下，按照一定的规律改变s 的取值，就可以使t 按给定的规律进行变化。 如果假定不成立，即在输入电压的峰值附近，u 。tk i ，考查s 和f ，的关系， 可以得到： ，在正峰值附近时；有s = 1 时，三! ：群，一) o ，f ，增大：s = o 时， 4 r 嗤咄+ 【，。，o ，增大。 “，在负峰值附近时，s = 1 时，三鲁= “，一u 。c 。，t 减小：s = o 时， 哮，帆c o ，减小。 也就是说在输入电压过峰值附近，无论如何改变开关信号，输入电流的方向不会改 变，此时输入电流不可控。因此，输入电流完全可控的必要条件是：直流侧电压u 。大 于输入电压的峰值。 2 2 单相半桥整流器 2 2 1 稳态工作工程分析 图1 1 ( a ) 示为单相半桥整流电路，基本原理和单 交流输入侧电压的幅值和相位来控制网侧电流。和全桥电路不同在于，直流侧用两个完 全相同的电容串联代替一个电容，而且，电源的一端和这两个电容连接处相接。负载用 电阻和直流电源串联来等效表示。在该电路中，两个直流电容上的电压均高于电源电压 的峰值。 当电路稳态运行时，由于电路为升压电路，故能够保证直流侧电压“。，大于网侧电 压峰值的二倍，也即每个直流侧电容的电压均大于网侧电压的峰值。 首先定义开关函数s ： s = 1 ：上桥臂导通，下桥臂关断。 s = 0 ：上桥臂关断，下桥臂导通。 设上桥臂导通的时间是d t ( d l 或t l 导通) ，则下桥臂导通的时间是d t = ( 1 一d ) t ( d 2 或t 2 导通) ，其中t 为开关周期，d 是占空比。图2 3 是某一个开关周期内t l 、t 2 的开 第2 章高功率因数整流器的工作原理和数学模型 关脉冲波形。 s 1 0 t ot l t 2乜 图2 3 开关脉冲 整流状态( 单位功率因数) a 、网侧电压正半周 开关模态一：下桥臂导通 由图2 3 所示，在“时间段内全控管t 2 有触发脉冲，t 2 两端的电压为正向电 压，故t 2 导通。此时电源和电容c 2 串联，向电感l 充电，同时电容c 2 放电，流过电 感l 的电流增大，能量以磁场能量的形式储存于电感中。电流的流向为：“，一l 一疋一c ： 一“。，如图2 4 所示。 图2 - 4 整流状态正半周下桥臂导通 开关模态二：上桥臂导通 经过时间( 1 一d ) t 后，到达f 时刻，t 2 的触发脉冲关断，t 1 有触发脉冲。二极管 d 2 反向偏置，不导通。t 1 是否导通取决于其两端电压是否为f 向压降。由前述分析可 知，为了保持电感电流不变，电感中储存的磁能将改变电感两端电压的极性，电感中磁 能转换成的电压与网侧电压相叠加，使得二极管d 1 导通，咀高于交流侧电源电压的电 压值对电容c 1 充电，达到升压整流的目的。此时电流的流向为：h ，一l d 1 一c 1 一“， 如图2 5 所示。 图2 5 整流状态正半周上桥臂导通 上桥臂导通时间d 1 1 后，到达时刻f ：，t 2 有触发脉冲，重复开关模态一，如此往复， 1 2 第2 章高功率因数整流器的工作原理和数学模型 直到正半周结束。 b 、网侧电压负半周 由于单桥臂可逆整流器结构的对称性，负半周的工作过程和正半周基本类似，以下 给出上下桥臂导通时的电流流向，及工作过程分析。 开关模态三：上桥臂导通 仍以上面的开关脉冲为开关信号，在f ，时刻t 1 有触发脉冲，由于在网侧电压的负 半周时，t l 两端的电压为正，故t 1 导通，d 1 反向偏置，不导通。电源和电容c l 串联 对电感l 充电，电能转化为磁能的形式储存于电感l 中，电流的流向为：n ，一c ，一正一 l 一“。，如图2 6 所示。 图2 6 整流状态负半周上桥臂导通 开关模念四：下桥臂导通 经过时间d t 后到达t ，时刻，t 1 关断，为了保持电流不变，电感中的磁能会改变电 感电压的极性，使得电感电压与网侧电压叠加。此时，t 2 承受反向电压，不导通，而 d 2 承受正向电压导通。电流的流向如图2 7 所示 图2 - 7 整流状态负、卜周下桥臂导通 至此已经分析了单位功率因数整流状态下，网侧电压证负半周内的四种开关模态。 通过分析以上正负半周内的四种开关模态，可以得到：在正半周内下桥臂导通时d 2 是 不起作用的，只有t 2 的反复通断，同理可以分析负半周内上桥臂导通时只有t l 的反复 通断，d l 不起作用。也就是说，d l ，d 2 为能量由电源向负载的传递提供通道，并且在 t l ，t 2 的配合下使网侧电流是连续的；而t 1 ，t 2 为能量由负载反馈到电源侧提供通道， 且在d l ，d 2 的配合下使网侧电流是连续的，这即为一般意义上的整流状态，从宏观上 看能量出电源侧传递到直流侧。 在整流状念时，电源总是对电感输出能量，而电感与电容之间的能量传递方向要具 第2 章高功率冈数整流器的工作原理和数学模型 体到哪一个开关周期，哪一个桥臂导通而定，但有一点是毋庸置疑的，在每一个开关周 期，直流侧都要从交流侧吸收一定的能量，并且向交流侧回馈部分能量。在单位功率 因数整流时，这部分能量在交流侧电感和直流侧电容之间流动，并没有反馈回电网。 和整流状态类似，所谓逆变是指宏观意义上的逆变，在每一个开关周期内。电源总 是吸收来自电感的能量，但是交流侧电感和直流侧电容的能量流向是不确定的。但是总 的来说，电容提供的能量要大于电感流向电容的能量，在宏观上的表现即为逆变。 以上分析了八种开关模态，实际上系统在稳态运行时还存在另外一种开关模态，这 就是在交流侧电流过零点时，在上桥臂导通时存在d l 和t l 交替导通的现象；在下桥臂 导通时，存在d 2 和t 2 交替导通现象。这是因为在电流过零点时，电流的瞬时值很小， 故电流的变化率很小，究竟是全控管导通还是与其反并联的二极管导通要看它们两端瞬 时的电压而定。 2 2 2 数学模型 图2 - 1 2 和图2 - 1 3 分别为上桥臂导通、下桥臂导通时的等效电路。 图2 - 1 2 上桥臂导通等效电路 1l l l ”一 + 上， u z t ；i c li 士l。 u 吐 。抄。1 图2 1 3 下桥臂导通等效电路 上桥臂导通、下桥臂关断时，由图可得如下关系式： 第2 章高功率因数整流器的_ 丁作原理和数学模型 雒，= 哮怛，+ 墨t p 卜c 警+ 譬 8 ， 铲吨一警 选取储能元件交流侧电感的电路及直流侧电容上的电压作为状态变量，则可以得到 上桥臂导通时的空间状态方程如下： 反j r ，；h 。1 “， 万一一工5 三l 虹生一k 一兰i l + 旦 ( 2 9 ) d tc c r lc r lc r l d h c 2“c 1 h c 2 e d t c - r lc r l c r l 当上桥臂关断、下桥臂导通时，由图可得如下关系式 驴哮一r ，t z ，刊c z 一卜一c 警一等 沼 i 。1 一i 整理可得式： 生：一生f + 堑+ 坠 出工+上l 煎：一红一坠+ 上 ( 2 1 1 ) d f c r lc r c r 2 丝；一立一坠一坠+ 旦 d tc c r lc r lc r l 以上分别求出了上、下桥臂导通时的数学模型。由( 2 9 ) 和( 2 - 1 1 ) 综合，可以得 到统一的约束关系式为： 上等一雕，一c 1 + k 埋 c 堕：瓿一堑一堑+ 羔 ( 2 1 2 ) d t 3 r ，r tr f c 警一c ，叫卜击一击“。：+ 昙 且有：h 出= “d + “c 2 这即为单相半桥整流器的精确数学模型， ( 2 1 3 ) 若负载为电阻负载，驯反电动势e 为o 。 第2 章高功率因数整流器的工作原理和数学模型 2 3 三相电压型整流器 2 3 1 基本原理 三相电压型整流器基本原理和单相类似，以下做简单的介绍，当整流器进入稳态工 作状态时，输出直流电压恒定，整流桥的三相桥臂按正弦脉宽调制规律进行调制，若开 关频率很高，由脉宽调制的基本原理可知整流器的交流侧电压含正弦基波电压和其他很 高次的谐波电压。由于电感的滤波作用，高次谐波电压产生的谐波电流非常小，因此可 以认为电感在电网电压和整流器交流输出正弦基波电压共同作用下形成非常近似正弦 的电流- 。如果只考虑电流和电压的基波，整流桥可以看作是一个理想的三相交流电压源。 其电路拓扑结构如图1 2 ( b ) 所示。 2 3 2 数学模型嘲 建立整流器的数学模型是深入研究可逆整流器特性和实现其控制的重要步骤。现在 a b c 坐标系下建立其数学模型。 在图1 2 ( b ) 所示的三相电压型整流器主电路中，假设 1 ) 电网电压三相对称且稳定； 2 ) 开关器件为理想开关，没有过渡过程，其通断状态由开关函数描述； 3 ) 电阻凡、和反电势日串联等效直流侧负载。 开关函数表达式定义为： s 。；j ! ：! 竺篓曼芒翌i 篓苎董苎，c t ：。 。， c 2 一，4 ) 。 l o ，七相下桥臂导通，上桥臂关断， 。 。 则与图1 2 ( b ) 对应的三相电压型整流器的开关等效电路如图2 1 4 所示。 i 。i 。 u i u i u c h 图2 1 4 三相整流器的开关等效电路 r l 在上图中，当a 相上桥臂导通，下桥臂关断时，开关函数s 。= 1 ，“。= ；当a 相下桥臂导通，上桥臂关断时，开关函数5 。；0 ，“。= o 。因此，a 点与参考点n 问的 电压为： “= s 。玑 ( 2 1 5 ) 同理可得： h 丑= s 6 u d ，“洲= s 。u j ( 2 一1 6 ) 茎! 兰壹型垩旦塑墼亟墨箜三堡堕堡塑墼堂坚型一 对于三相系统，正常工作时候，总有三个功率器件导通，且只有八种开关模式，则 有。 屯。i 。瓦瓦s 。+ f 。瓦5 。墨十( 屯+ f 。) 瓦_ s 6 s 。+ f 。s 。s l s 。+ ( f 。+ f 。) s 。_ s 一_ s c + g 。+ f b ) s 。s b 墨+ ( f 。+ f 6 + f 。) s 。民s 。 ( 2 1 7 ) ；s 。i 。+ sb i b + s ：i c 取电感电流和电容电压为状态变量，可得方程如下： t 鲁也。毗一 一m ) t 警+ r 一一积。+ “一) 丘鲁+ r f 。吲。一似。+ “一) c 。警吐鼍专 主电路三相三线平衡，故存在如下式： f “。+ “b + h 。= o 1f 。+ f b + f 。= o 联立( 2 1 5 ) 一( 2 1 8 ) 可得： m m 一一【，d ( s 。+ s 6 + s 。) 3 联立各方程，可得三相电压型整流器在a b c 坐标系的数学模型为： ，鲁鸭咄。( s 。点一 工，鲁砘吨卜( s a 吨) 【，一 上，警咄咄f c - ( s 。点) u 。 c 。警吨彤一c f c 鼍+ 惫 其中( s 。+ s 。+ s 。) 3 = s ， 2 4 电压源型整流器的控制策略帅小”例。4 ( 2 1 8 ) ( 2 1 9 ) ( 2 2 0 ) ( 2 2 1 ) 为了使电压型交流器网侧呈现受控电流源特性，其网侧电流控制策略的研究显得十 分重要。在变流器技术发展过程中，电压型变流器网侧电流控制策略主要分为两类：一 类是间接电流控制，另一类是目前占主导地位的直接电流控制。由于间接电流控制网侧 电流的动态l 】l 匈应慢，且对系统参数变化灵敏，因此这种控制策略已逐步被直接电流控制 策略所取代。其中，应用较广泛的有正弦波p w m ( s p w 艟) 法和电流跟踪控制方法。s p w 6 【i 控制简单，电网低次谐波分量小，但其直流侧电压利用率低。电流追踪型控制根据控制 第2 章高功率因数整流器的工作原理和数学模型 电流方法的不同有许多不同的形式，目前电流滞环控制和开关固定频率是其最主要的电 流控制方法。电流滞环控制响应快，可靠性高，易于硬件实现，特别适合于高性能的控 制系统，但其系统开关频率波动范围较大，给驱动保护电路和主电路的设计带来困难， 这种方法是以牺牲系统开关频率特性来达到好的电流控制的。开关频率固定的控制方法 可以消除开关频率变化对变流系统的影响，但是电流存在着周期性的跟踪误差，并且每 个开关周期内的电流跟踪的能力随输入电压的变化而不同。 在变流器控制技术中，开关器件在每次切换动作时，都要接通或断开全部负载电流， 开关元件承受着很强的开关应力，导致很大的开关损耗。随着开关频率的提高，这种开 关损耗会随着增大。同时，功率器件切换动作会造成严重的电磁干扰( e m i ) ，随着开关 频率的提高，开关型换流的这些缺点会更加明显，而为了减小变流器的体积和重量，提 高交流器的功率，提高开关频率又是非常有效的手段，但前提是必须解决开关频率提高 所带来的问题。上述提到的控制方法都存在这个问题。 现代电力电子装置向高频化发展，在不增加硬件投资的情况下，采取一种能降低开 关损耗的控制方法对提高整个装置的效率是很有意义的。本课题主要研究三相高功率因 数整流器的控制策略。寻找一个优化的、易于数字化实现、能实现高功率因数的控制策 略，使控制系统具有良好的动态性能。 2 5 本章小结 1 给出了单相及三相电压型整流器的数学模型； 2 以单相半桥整流器为例，对整流器的工作过程作了详细的阐述 3 介绍了电压型整流器的控制策略。 第3 章高功率因数整流器的滞环控制 第3 章高功率因数整流器的滞环控制“5 ”1 3 1 滞环电流控制原理 滞环电流控制是一种瞬时值反馈控制模式，其基本思想是将电流给定信号与检测到 的整流器实际输入电流信号相比较，若实际电流大于给定值。则通过改变整流器的开关 状态使之减小，反之