（电力电子与电力传动专业论文）串联感应加热电源技术的研究.pdf

- _ _ _ h _ - _ 一_ _ - ，_ 一 a b s t r a c t f i r s to f a l l ，t h i sp a p e rg i v e sab r i e fi n t r o d u c t i o nt ot h eb a s i ct h e o r yo f i n d u c t i o nh e a t i n ga n do u t l i n e st h e d e v e l o p m e n ta n dt h e s t a t u so ft h e i n d u c t i o n h e a t i n gt e c h n i q u e ，m a i n l ya b o u t t h e t h e o r y a n dp r a c t i c a l r e a l i z a t i o no f f u l l - b r i d g es e r i e sr e s o n a n ti n d u c t i o nh e a t i n gi n v e r t e r c h a p t e r1g i v e sab r i e fi n t r o d u c t i o nt ot h eb a s i ct h e o r yo fi n d u c t i o n h e a t i n g ，t h e no u t l i n e st h ed e v e l o p m e n ta n dt h es t a t u so ft h ei n d u c t i o n h e a t i n gt e c h n i q u e ，a n dp r e s e n t st h ea c t u a lm e a n i n go ft h er e s e a r c ha n dt h e m a i nc o n t e n to ft h i sp a p e r c h a p t e r2c o m p a r e st h ed i f f e r e n c e so ft h ec u r r e n t f e dc o n v e r t e ra n d t h ev o l t a g e - f e dc o n v e r t e ru s e di ni n d u c t i o nh e a t i n gp o w e r , a n dg i v e a s p e c i a lf o c u so n t h ev o l t a g e - f e e dc o n v e r t e r t h e s ec o n t e n ti st h eb a s eo f a l it h ef o l l o w i n g c h a p t e r s ，a n di st h eg u i d e l i n eo f t h ep r o j e c tid i d c h a p t e r3g i v e st h et o p o l o g yo ft h em a i nc i r c u i to nt h eb a s eo f m e e t i n gt h er e q u e s to ft h i sp r o j e c t ，a n da l s ot h ep a r a m e t e r sf o rt h em o s t i m p o r t a n tc o m p o n e n t si nt h ec i r c u i t c h a p t e r4g i v e st h ei m p o r t a n tp r o t e c t i o na n dc o n t r o l l i n gp a r to ft h i s p r o j e c ta n d t h e i rf i n a ld e s i g n c h a p t e r5p r e s e n t s o n ec o m m o np r o b l e mw h i c hh a p p e n si n s e r i e s r e s o n a n ti n d u c t i o n h e a t i n gi n v e r t e r ，t h e nm a d em u c hd e e pt h e o r i c a l a n a l y s i si no r d e r t or e s o l v et h i sp r o b l e m c h a p t e r 6 a n a l y z e s t h er e s u l to ft h e e x p e r i m e n ta n dv e r i f i e st h e 2 f e a s i b i l i t yo f t h ew h o l ep l a ni ni g b t s e r i e sr e s o n a n ti n v e r t e ro f i n d u c t i o n h e a t i n g a tt h ee n do f t h i sp a p e r , ab r i e fs u n r m a t i o nt b rt h ew h o l ed i s s e r t a t i o ni s g i v e n o k e y w o r d s ：i n d u t i o nh e a t i n g ，s e r i e sc o n v e r t e r 6 2 输出电流波形。6 2 6 3 负载上相位波形6 2 6 4 开关上的电流波形6 3 6 5 驱动的死区6 3 6 6 本章小结6 3 课题总结6 4 参考文献6 5 致谢6 7 第一章概述 1 1 感应加热的基本知识 1 1 1 感应加热的发展简史和用途 早在1 9 世纪初人们就发现了电磁感应现象，知道处于交变磁场中的导 体内会产生感应电流而引起导体发热。但是，长期以来人们视这种发热为损 耗，并为保护电气设备和提高效率而千方百计的减少这种发热。直到1 9 世 纪末起才开始开发和利用这种热源进行有目的的加热、熔炼、透热、淬火、 焊接等热处理中，随之出现了各种形式的感应加热设备。 表格1 1 感应加热电源的应用领域 应用部门主要用途 黑色、有色金属的冶炼和保( 升) 温；金属材料的热处理；冷 冶金坩埚熔炼、区域熔炼、悬浮熔炼等制取超纯材料；锻造、挤压、 轧制等型材生产的透热：焊管生产的焊缝。 黑色和有色金属零件的铸造和精密铸造金属的熔炼；机器零件 机械制造的淬火，特别是表面淬火以及淬火后的回火、退火和正火等热 处理的加热：化学热处理的感应加热；压力加工( 锻、挤、轧 等) 前的透热，特别是模锻、精锻等：钎焊；对焊；硬质合金 的熔焊；金属涂层及其他场合的加热烘干；热装配等。 轻工罐头封口加热、合成纤维生产中间接加热等。 化学反应釜等容器加热、输油管道焊接缝现场退火，输油管路 石油、化工 的保温等 电子电子管生产中的真空除气时的加热等 1 8 9 0 年瑞典人发明了第l 台感应熔炼炉一开槽式有芯炉，1 9 1 6 年美国 人制造出闭槽式有芯炉，用于有色金属的冶炼，1 9 2 1 年无芯炉在美国出现， 采用火花式中频电源，后来出现了中频机组电源和现在的晶闸管变频电源。 工频炉产生于2 0 世纪3 0 年代。高频电源，倍频电源等也由于不同的工艺要 求而相继出现。感应加热装置最早使用于表面热处理，以后普及焊接领域和 各种透热。现在感应加热技术已广泛应用于国民经济的各个领域【4 】，如表 1 。自工业上开始应用感应加热能源以来，已过去1 0 0 多年，在这期间感应 加热的理论和感应加热装置都有很大的发展，感应加热的应用领域亦随之扩 大，其应用范围越来越广。究其原因，主要是感应加热具有如下一些特点： 1 加热温度高，而且是非接触式加热i 2 加热效率高，可以节能； 3 加热速度快，被加热物的表面氧化少： 4 温度容易控制，产品质量稳定，省能； 5 可以局部加热，产品质量好，节能； 6 容易实现自动控制，省力； 7 作业环境好，几乎没有热，噪声和灰尘： 8 作业占地少，生产效率高； 9 能加热形状复杂的工件； 1 0 工作容易加热均匀，产品质量好。 在应用领域方面，感应加热已广泛应用于金属熔炼、透热、热处理和焊 接等过程，已成为冶金、国防、机械加工等部门及铸、锻船舶、飞机汽车制 造业中。此外，感应加热也已进入到人们的家庭生活中，例如微波炉、电磁 炉、热水器等。 7 1 2 感应加热的原理 1 2 1 电磁感应与感应加热 m i c h a e lf a r a d y 于1 8 3 1 年建立的电磁感应定律说明，在一个电路围绕的 区域内存在交变磁场时，电路两端就会产生感应电动势，当电路闭合时则产 f 图1 1 感应加热的原理图 生电流。这个定律同时也就是今天感应加热的理论基础。 感应加热的原理图如图1 一l 所示： 如上图，当感应线圈上通以交变的电流i 对，线圈内部会产生相同频率 的交变磁通庐，交变磁通庐又会在金属工件中产生感应电势e 。根据 m a x w e l l 电磁方程式，感应电动势的大小为： g ：坐( 1 - 1 ) d r 式中n 是线圈匝数，假如是按正弦规律变化的，则有； 那么可得到感应电动势为： p = 中。s i n c o t e = 脚。c o c o s d o t 因此感应电动势的有效值为 ( 1 2 ) ( 1 3 ) e ：2 n f ，n m m ：4 4 4 n f m 。 2 ( 1 4 ) 由此可见，感应加热是靠感应线圈把电能传递给要加热的，然后电能在 金属内部转变为热能。感应线圈与被加热金属并不直接接触，能量是通过电 磁感应传递的。另外需要指出的是，感应加热的原理与一般电气设备中产生 涡流以及涡流引起发热的原理是相同的，不同的是在一般电气设备中涡流是 有害的，而感应加热却是利用涡流进行加热的。 这样，感应电势在工件中产生感应电流( 涡流) z ，使工件加热。其焦 耳热为： 0 2 0 2 4 1 2 r t ( 1 - 5 ) 式中，q ：电流通过电阻产生的热量( j ) ： 1 ：电流有效值( a ) ； 尺：工件的等效电阻( q ) ： t ：工件通电的时间( s ) 。 由式( 1 4 ) 可以看出，感应电势和发热功率与频率高低和磁场强弱有关。 感应线圈中流过的电流越大，其产生的磁通也就越大，因此提高感应线圈中 的电流可以使工件中产生的涡流加大：同样提高工作频率也会使工件中的感 应电流加大，从而增加发热效果，使工件升温更快。另外，涡流的大小还与 金属的截面大小、截面形状、导电率、导磁率等有关。 1 2 2 透入深度与集肤效应 在导体种流过电流时，在它的周围便同时产生磁场。通过的电流为直流 时，产生的磁场是固定的，不影响导体的导电性能；而通过交流电时，产生 的磁场是交变的，会引起集肤效应，使大部分电流在导体的表面流通，即有 效导电面积减小，电阻增加。交流电流的频率越高，集肤效应越严重。 透入深度的规定是由电磁场的集肤效应而来的。电流密度在工件中的分 布是从表面向里面衰减，其衰减大致呈指数规律变化。工程上规定：当导体 电流密度由表面向里面衰减到数值等于表面电流密度的o 3 6 8 倍时，该处到 表面的距离占称为电流透入深度。因此可以认为交流电流在导体中产生的热 量大部分集中在电流透入深度占内。 透入深度占可用下式来表示： 6 专 e ， 式中， p ： 导体材料的电阻率( q 。硎) ； “，：导体材料的相对磁导率； ， j ： 电流频率( h z ) 。 从( 1 - 6 ) 可知，当材料的电阻率p ，相对磁导率“，确定以后，透入深 度d 仅与频率的平方根成反l p , ，因此它可以通过改变频率来控制。频率越高， 工件的发热层越薄，这种特性在金属热处理中得到了广泛的应用，如淬火、 热处理等。 1 3 电力电子器件的发展 1 9 5 7 年，美国研制出世界上第一只普通的( 4 0 0 h z 以下) 反向阻断型可 控硅，后称晶闸管( s c r ) 。经过6 0 年代的工艺完善和应用开发，到了7 0 年代，晶闸管已形成从低压小电流到高压大电流的系列产品。在这期间，世 界各国还研制出一系列的派生器件，如不对称晶闸管( a s c r ) 、逆导晶闸管 ( r c t ) 、门极辅助关断晶闸管( g a t t ) 、光控晶闸管( l t s c r ) 以及8 0 年 代迅速发展起来的可关断晶闸管( g t o ) 。由晶闸管及其派生器件所构成的 各种电力电子装置在工业应用中主要解决了传统的电能变换装置中所存在 的能耗大和装置笨重的问题，因此电能的利用率大大地提高了，同时也使工 业噪声得到一定程度的控制。目前i n t e r n e t 上可以查到的高压大电流晶闸 管有p o w e r e x 推出的用于高压交流开关和静止无功发生器用的 1 2 0 0 0 v 1 1 5 0 0 a 的晶闸管。 1 9 4 8 年美国贝尔实验室发明了第一只晶体管以来，经过2 0 多年的努力， 到了7 0 年代，用于电力变化的晶体管( g t r ) 已进入工业应用领域，由于 g t r 具有自关断能力且开关速度可达2 0 k h z ，在p w m 技术中一度得到了广 泛的应用，并促使装置性能进一步提高和传统直流电源装置的革新，出现了 所谓的“2 0 千周革命”，但因功率晶体管存在二次击穿、不易并联以及开关 频率仍然偏低等问题，它的应用受到了限制。 7 0 年代后期，电力半导体器件在高频化进程中一个标志性器件，功率场 效应晶体管( p o w e r m o s f e t ) 开始进入实用阶段。进入8 0 年代，人们又在 降低器件的导通电阻、消除寄生效应、扩大电压和电流容量以及驱动电路集 成化等方面进行了大量的研究，取得了很大的进展。功率场效应管中应用最 广的是电流垂直流动结构的器件( v d m o s ) 。它具有工作频率高( 几十千赫 至数百千赫，低压管可达兆赫) 、开关损耗小、安全工作区宽( 不存在二次 击穿问题) 、漏极电流为负温度特性( 易并联) 、输入阻抗高等优点，是一种 场控型自关断器件，为目前电力电子技术赖以发展的主要器件之一。 1 0 0 a 1 0 0 0 v 的v d m o s 已商品化，研制水平达2 5 0 a i o o o v 【3 0 】，其电流的容 量还有继续增大的趋势。尽管v d m o s 器件的开关速度非常快，但其导通电阻 与u 26 成正比，这就限制了它在高压大功率领域的应用。 8 0 年代电力电子器件较为引人注目的成就之一就是开发出双极型复合 器件。研制复合器件的主要目的是实现器件的高压、大电流参数同动态参数 之间的最合理的折中，使其兼有m o s 器件和双极型器件的突出优点，从而产 生出较为理想的高频、高压和大电流器件。目前最有发展前途的复合器件是 绝缘栅双极型晶体管i g b t ( i n s u l a t eg a t eb i p o l a rt r a n s i s t o r ) 和m o s 栅控晶闸 管m c t ( m o sc o n t r o l l e d t h y r i s t o r ) 。i g b t 于1 9 8 2 年在美国率先研制出样品， 1 9 8 5 年开始投产。目前最高电压已达4 5 0 0 v ，最大电流可为1 8 0 0 a 。m c t 是 8 0 年代后期出现的另一种比较理想的器件，目前研制水平为 3 0 0 a 2 0 0 0 v ，1 0 0 0 a 1 0 0 0 v ，最高电压达3 0 0 0 v 8 0 年代期间发展起来的静电感应晶体管s i t ( s t a t i ci n d u c t i o nt r a n s i s t o r ) 9 1 静电感应晶闸管s i t h ( s t a t i c i n d u c t i o n t h y r i s t o r ) 是利用门极电场强度改变空间 电荷区宽度来开闭电流通道的原理研制成的器件。 1 4 国内外感应加热技术现状 感应加热技术从诞生至今，经过近百年的发展，取得了令人瞩目的成果，尤 其是六十年代以后，固态电力电子器件的出现与发展，使感应加热技术和现代 化生产许多方面密切相关，发挥了很大的生产力的作用，因此世界各国都十分 关注感应加热技术的发展，并投入了相当的经济支持和技术力量。目前传统的 感应加热电源与固态感应加热电源取长补短，互补共存。 1 4 1 国外感应加热技术现状 低频感应加热的特点是透热深度深、工件径向温差小，热应力小，热处理 工件变形小，比较适合大型工件的整体透热、大容量炉的熔炼和保温目前， 在低频感应加热场合普遍采用传统的工频感应炉国外的工频感应加热装置 可达数百兆瓦，用于数十吨的大型工件的透热或数百吨的钢水保温预计短 期内，以固态器件构成的低频感应加热电源在功率容量、价格和可靠性方面 还难以与简单的工频感应炉竞争，虽然其效率、体积和性能均优于工频炉 在中频( 1 5 0 i o k h z ) 范围内，晶闸管感应加热装置已完全取代了传统的 中频发电机组和电磁倍频器，国外的装置容量已达数十兆瓦 在超音频( 1 0 1 0 0 k h z ) 范围内，早期基本是空白，晶闸管出现以后，一度 曾采用晶闸管以时间分割电路和倍频电路构成的超音频电源八十年代开始 随着一系列新型功率器件的相继出现，以这些新型器件( 主要有g t o 、g t r 、 m c t 、i g b t 、b s i t 和s i t h ) 构成的结构简单的全桥型超音频固态感应加热 电源逐渐占据了主导地位，其中以i g b t 应用最为普遍，这是因i g b t 使用起来 方便可靠，很受电路设计者的欢迎。1 9 9 4 年日本采用i g b t 研制出了 1 2 0 0 k w 5 0 k h z 的电流型感应加热电源，逆变器工作于零电压开关状态，实现 了微机控制。西班牙在1 9 9 3 年也已经报道了3 6 0 0 k w 1 0 0 k h z 的i g b t 电 流型感应加热电源，欧、美地区的其它一些国家如英国、法国、瑞士等的系 列化超音频感应加热电源也达数百千瓦。 在高频( 1 0 0 k h z 以上) 领域，国外目前正处于从传统的电子管振荡器向 固态电源的过渡阶段。以日本为例其系列化的电子管振荡器的水平为5 1 2 0 0 k w 1 0 0 5 0 0 k h z ，而其采用s i t 的固态高频感应加热电源的水平可达 4 0 0 k w 4 0 0 k h z ，并且在1 9 8 7 年就已开始研制1 2 0 0 k w 2 0 0 k h z 的s i t 电源。欧 美各国采用m o s f e t 的高频感应加热电源的容量正在突飞猛进，例如西班牙 采用m o s f e t 的电流型感应加热电源的制造水平可达6 0 0 k w 2 0 0 k h z ，德国的电 子管高频电源水平约为l i o o k w ，而其在1 9 8 9 年研制的电流型m o s f e t 感应加 热电源的容量已达4 8 0 k w 5 0 2 0 0 k h z ，比利时的i n d u c t oe l p h i a c 公司生产 的电流型m o s f e t 感应加热电源的水平可达1 m w 1 5 6 0 0 k h z ，美国应达公司的 网页上最近可以看到他们已经推出2 0 0 0 k w 4 0 0 k h z 的m o s f e t 高频感应加热 电源h t t p ：w w w i n d u c t o i n d c h c o m c h i n e s e h e a t d o w e r m a i n h t m l 。 1 4 2 国内感应加热技术现状 我国感应加热技术从5 0 年代开始就被广泛应用于工业生产当中。6 0 年 代末开始研制晶闸管中频电源。到目前已经形成了一定范围的系列化产品， 并开拓了较为广阔的应用市场。 在中频领域，晶闸管中频电源装置基本上取代了旋转发电机，已经形成 了5 0 0 8 0 0 0 h z 1 0 0 3 0 0 0 k w 的系列化产品。但国产中频电源大多采用并联 谐振逆变器结构，因此在开发更大容量的并联逆变中频感应加热电源的同 时，尽快研制出结构简单，易于频繁启动的串联谐振逆交中频电源也是中频 领域有待解决的问题。 在超音频领域的研究工作八十年代已经开始。浙江大学采用晶闸管倍频 电路研制了5 0 k w 5 0 k h z 的超音频电源，采用时间分隔电路研制了3 0 k h z 的 晶闸管超音频电源。从九十年代初开始，国内采用i g b t 研制超音频电源。 浙江大学研制开发的5 0 k w 5 0 k h zi g b t 超音频电源已经通过浙江省技术鉴 定。总的来说，国内目前的超音频电源研制水平大致为5 0 0 k w 5 0 k h z ，与国 外的水平相比还有一定的差距。 1 6 本文的主要工作 本文在对感应加热电源的电路拓扑结构以及实际工作中的控制，保护等 一系列环节的分析的基础上，设计了一台超音频的串连型感应加热电源，并 给出了试验结果。在文中还对串连型感应加热电源中扫频调功方式的某些缺 点进行了有关改进。 第二章感应加热电源技术分析与比较 感应加热电源一般由以下几个环节组成： ( a ) 整流环节( a c d c ) ； ( b ) 逆变环节( d c a c ) ； f c l 负载及谐振稽路环节； f d ) 控制及保护环节。 图2 1 感应加热原理框图 2 1 电压型逆变器与电流型逆变器的比较分析 由自关断器件构成的电压型串联谐振逆变器和电流型并联谐振逆变器的电 路拓扑分别如图2 2 和2 3 所示。 1 4 烹3 _ 。叫( 一f i 寻 一i 一 图2 2 串联谐振逆变器图2 3 并联谐振逆变器 从电路原理来看，电压型逆变器和电流型逆变器在各种变量的波形、电路的 拓扑、还有电路的特性等方面都存在着对偶关系，下面列表加以说明。 表2 一l电路拓扑的对偶 电压型逆变器电流型逆变器 入端并联电容c d ( 等效电压源)入端串联电感k ( 等效电流源) 负载为r 、l 、c 串联谐振电路负载为r 、l 、c 并联谐振电路 逆变开关为单向耐压，双向载流逆变开关为双向耐压，单向载流 表2 2电压、电流波形的对偶 电压型逆变器电流型逆变器 入端电压为恒定直流入端电流为恒定直流 当工作在负载谐振频率时，入端电当工作在负载谐振频率时，入端电 流为正弦半波波形压为正弦半波波形 输出电压为方波输出电流为方波 输出电流为正弦波输出电压为正弦波 表2 3电路特性的对偶 电压型逆变器电流型逆变器 负载阻抗频率特性为串联谐振特负载阻抗频率特性为并联谐振特 性，因此不宜空载性，因此可以空载 短路及直通保护困难短路及直通保护容易 逆变器及负载开路保护容易逆变器及负载开路保护困难 从上面三个表格可以看出，理解和掌握表2 一l 、2 2 两表中的对偶关系有 助于分析和比较两种逆变电路的工作原理，而了解表2 3 中的对偶关系则有助 于正确可靠地设计保护电路。 表2 4串联并联电路的优缺点比较6 “ 串联电路并联电路 结构简单结构较复杂 控制相对简单控制较复杂 可采用不控整流采用可控整流 不宜空载，若空载需加空载保护可空载运行 无短路保护能力拓扑本身有短路保护能力 p f m 控制时在某些应用下有限制可始终跟综负载频率变化 需高耐压谐振电容，尤其是q 值较没有高压危险 大时 开关器件同时流过有功和无功电流开关器件只流过有功电流 不需平波电感，体积较小需平波电感，体积较大 2 2 谐振槽路 下面主要分析感应加热电源的两种基本形式的谐振槽路一些数学关系， 以串连型负载为主。 2 2 1 串联谐振 如图2 - 4 所示，电感l 、电容c 、和电阻r 组成串联谐振电路。如将内阻 为零的电源e 。s i n 础加到此电路中，则在电路中将流过电流j ，即： ：墨：l z r + 球 其模为：，：皇 r2 + x 2 ( 2 - 1 ) f 2 2 ) 图2 - 4 串联谐振槽路 r 式中z 一串联电路的总阻抗； x - - - - 串联电路的总电抗。 一。也一面1 = 假罢一剖 其中= 了蟊1 为谐振角频率 此时，加在各元件上的电压分别是： e r = i r e 。：上，：上鱼 j c o cj c o c z 童= j c o l i = j c o l e z ( 2 - 3 ) r 2 - 4 ) ( 2 - 5 ) 从( 式2 7 ) 可知，电路中电流的最大值出现在x = 0 ，即r d = z ( x - o ) = r 时 j 。_ 旦：墨 r d r e r = i o r = e 在电工学中定义谐振回路品质因数 ( 2 - 6 ) ( 2 7 ) q = 警= 面1 ( 2 8 ) 由( 2 6 ) 、( 2 7 ) 和( 2 8 ) 可知，谐振时外电源的电压全部加在电 阻上。此时，电感三上的压降和电容c 上的压降在量值上完全相等而方向相 反，电压的量值是输入电源的电压量值的q 倍。由( 2 5 ) 可知，谐振时流 过电路的电流和外电源电压同相，因此电路的功率因数c o s 0 = l 。 固定三、c 和r 值不变，使外电源的频率由0 到一变化，则电路中的电 流、电压和阻抗的变化情况如图2 5 所示。图中的这些曲线称为谐振曲线。 当o = 0 时，相当于直流电流，因受到电容的阻挡，电路中的电流为0 ，全 部电压加在电容上。当m 逐渐增大时，容抗屁逐渐减小，而感抗x 。逐渐增 大，但在谐振前( 。 f o 对，负载呈感性，且频率越大感抗越大。 f f “ f 第二就是让电感后面逆变部分的电压波形失真处于可以接受的范围内， 并且吸收电路能够使得二极管上不致于产生超过其容量的电压尖脉冲并留 出裕量。最终的结果为：选择限流电感为o 2 m h ，选用的二极管为m e 0 4 5 0 1 2 0 吸收电路的电阻为2 0 2 5 0 w ，电容为o 2 2 u 4 0 0 0 v 具体电路如下： 图3 7 主电路中限流电感及其相关器件的电路 需要注意的是应用霍耳元件进行检测的时候，霍耳元件应该放的位置。 首先，放在负载上或者器件上都是不合理的，因为直通的形成有可能是 因为上下桥臂的开关同时开通引起，也可能是因为负载的突然短路引起。不 管放在逆变回路的那个位置，都不可能把每一种可能出现的直通情况都检测 到。然而，直通的结果却都表现为滤波电容后面电路电流的上升，所以放在 逆变回路前面的主电路中就可以检测到任何直通情况的发生。 由于霍耳元件高度的灵敏性，应该将其放在电流比较平稳的地方，以免 电流波动太大而引起保护电路的误动作，这样自然应该放在电感的位置，如 上图所示。该处选择的是电源为正负1 5 v 的霍耳器件，正好可以使用控制板 子上的电源，减小了电路设计的复杂性。 3 3 3 关于逆变部分的设计： 逆变部分是由四个i g b t 组成的两个桥臂。前面提到，由于接线当中的 集总电感的存在会影响到电路的工作，为了尽量减小接线的杂散电感，应当 尽量减小通桥臂间期间的距离，以免引入过多电感而在开关过程中在开关两 端产生过大电压尖脉冲。 此外还有并联在开关两端的吸收电路。在这里选用的是由无感电阻和高 频电容串联的吸收电路，另外，对于i g b t 4 0 0 a 来说，二极管已经集成在开关 当中。以下是逆变部分的电路： 图3 8 逆变部分电路 3 3 4 关于其他器件的选择 在实际电路中还要涉及到很多其他器件，例如电流表，电压表，功率表， 电流互感器等等。对于这些常用的器件，主要考虑的就是可替换性，一旦器 件出现问题可以方便的进行替换。 第四章控制与保护等设计方案 作为一个完整的系统，该项目需要的基本功能如下： 1 要求能够对功率进行连续调节； 2 如前面提到的，串连型感应加热中要求负载工作在感性状态下。为了 实现这一要求并留有裕量，需要有相位钳位功能，即负载1 ：作在感性状态下 且功率角不得低于某个给定值； 3 在电路稳态运行中需要有对工作电流限流的作用，即工作电流发生偏 差的时候系统应该能够自动予以纠正并最终稳定在给定值。 4 需要用对负载补偿电容上电压进行限制的作用。因为串连型感应加 热电路中负载上补偿电容的电压在谐振状态时为逆变输入电压的q 倍，在 个q 值较大的负载情况下，容易出现电容过压的情况。电路的控制设计应该 拥有在电路工作当中电容上的电压出现了比较危险的数值以后，系统强行进 行钳制，使得这个电压不再上升的功能。 5 在电路发生过流的时候需要有可靠的保护功能，在发生过流现象 以后保护电路应能够及时封锁触发脉冲。这里的电流指的是开关器件上的电 流，但无论是哪个开关都反映为整流输出部分电流输出部分的过流。所以检 测地点为整流输出部分的直流电流。 6 对负载补偿电容上出现过压情况下需要有可靠的保护功能，在出现过 压情况后保护电路应能够即使封锁触发脉冲。如4 所说的情况，这个保护环 节也是不可缺少的。 7 电流刚启动时候的工作情况与稳态工作时是有很大区别的。控制电路 的设计应当能够使系统从启动状态可以安全可靠的过渡到稳定工作状态。 4 1 控制电路 控制电路采用双闭环控制。即外环采用负载电流控制，内环为负载上补偿电 容电压控制。正常工作的时候，负载电流跟踪电流给定值，经过p i 调节器后成 为电容电压的给定值。补偿电容电压跟踪这个给定值，再次经过p i 调节器后将 输出电压送至压控振荡器，输出驱动脉冲来驱动开关管子。框图如下： 囊慧电孙蕞墒 对于1 的要求，是通过调节电位器来改变电流给定值来连续调节负载输出功 率的。第二章已经提到，在负载电压方波的幅值一定的情况下，对负载电流的连 续调节就可以对负载的输出功率进行连续的调节。 由上面的控制框图可以看到，控制外环是以负载电流作为反馈量的，那么电 路稳定状态下负载工作电流就等于给定值。即使负载电流出现了扰动，在控制环 的作用下，最终也能够稳定到给定值。这样就实现了电流限制的作用。 由上述注意到，电流调节器和电压调节器均采用的是p i 调节器。调节器的 原理如下图所示： 鬻帮 其中，o n 信号是继电操作部分送来的启动信号( 启动时= o ，停止时= 1 5 v ) ， f a u l t 为保护系统送来的系统故障信号( 系统正常= 0 ，系统故障= 1 5 v ) ，c u r r e f 为主给定( 0 到一1 0 v ) ，c u r 为电流反馈信号( 0 到+ 1 0 v ) ，o u t 为调节 器的输出。由图不论系统停止或系统故障，调节器的输出均为0 v ，由此可见o n 和f a u l t 都是调节器的封锁信号。最上面的v c c 是调节器的死区设置。d l l 3 和d 1 1 4 是调节器的单向控制，由它们控制调节器只能输出0 到1 5 v 信号，截断 0 到一1 5 v 信号的输出，开关s 1 0 3 是用来在p 调节器和p i 调节器之间切换用的 ( 在有些模式中需要运行于p 调节器模式) 。所以调节器的实际运行原理图就如 下图所示。电压调节器与电流调节器基本相同。 4 2 相位钳位电路 由上面分析可知在逆变器的控制中，要保持逆变器的输出电压可靠的超前于 输出电流，以保持逆变器的可靠工作。本文选用的是限制相位角在一定范围内的 方案，具体实现就是： 将电压的波形( 此处即是至驱动脉冲信号的波形) 延迟9 0 度后与负载电流 信号进行鉴频处理，这样经过逻辑门处理的输出量就可以在负的9 0 度和正的9 0 度之问成为一个线性的量。那么这个时候加入一级关于电路工作功率角的检测电 路，当这个相位角在感性条件下低于某个给定值的情况下进行限制，以可靠保证 电路工作在感性状态下。由于经过线性处理的量可以在容性和感性情况下都是线 性的，即使负载因为某种不明情况滑到容性状态下，经过这一级的线性调节也可 以最终稳定到可靠的感性状态下。具体电路如下图所示： 4 3 死区的形成 为避免逆变器上、下桥臂间的直通，换流必须遵循先关断后开通的原则，在 关断与开通间必须留有足够的死区时间。 控制的死区形成电路由r c 电路和d 触发器构成，如图( ：死区形成电路) 所 不。 图中f1 n 为输入信号，该信号一路经过u 3 0 9 a 这个由7 4 h c 7 4 接成的二分 频电路，形成两路互补脉冲i 另一路经过级r c 延时t d ，再经过u 3 0 9 b 这个由7 4 h c 7 4 接成的二分频电路，所不同的是，u 3 0 9 b 的d 端和u 3 0 9 a 的d 端是接到一起的，这样由u 3 0 9 b 产生的互补脉冲就迟后于u 3 0 9 a 的互补脉冲， 把u 3 0 9 a 的d 端和u 3 0 9 b 的d 端进行与非运算得o u t a ，把u 3 0 9 a 的仍端和 u 3 0 9 b 的仍端进行与运算得o u t b ，这样就可得到一个由r c 延时控制死区的 互补信号o u t a 和o u t b 。 死区彤成电路 4 4 鉴相电路 刚才提到当负载因某种原因使得电路工作的相位角低于某个给定值以后，电 路的相位角将进入相位角为给定值的锁相控制，这就涉及到鉴相的原理和实现。 4 4 1 鉴相原理 鉴相的基本原理如下：压控振荡器的输出电压v 。( t ) 作为相位比较器的输入， 其输出频率的高低由低通滤波器上建立的平均电压v d ( t ) 大小所决定。施加于相 位比较器的另一个输入端一外部输入信号v 与来自压控振荡器再经过反馈网 络处理后的信号v 。( t ) l l 较，反馈网络根据电路需要确定。比较的结果产生的误 差电压v c ( t ) 正比于v i ( t ) 和v 。( t ) 两个信号的相位差，经过低通滤波器后得到一个 平均电压v d ( t ) ，这个平均电压就反映了两路输入信号的相位差的大小。 4 l 4 4 2 采用的鉴相硬件电路 本文中采用的是自己用分立器件组成的反映相位角大小的一种电路，具体如 下 一枣鹾翰戆簿海 其中3 0 3 3 0 4 位置为电流反馈信号，经过l m 3 1 9 整流后成为反映电流相位 的方波信号。由n e t 3 0 7 ，n e t 3 0 8 输入的是反映输出电压的波形信号，两者互为 对方的反波形。在不考虑n e t 3 0 9 的情况下，电流方波和电压方波的相位差与输 出的3 0 8 出的数值呈线性关系，也就是说，从3 0 8 引出的信号就可以作为反映功 率角的一个量，作为反馈的一个信号取样电路来应用。 此处的n e t 3 0 9 的作用是为了消除刚启动时候有可能出现的电路控制混乱 情况。因为刚刚启动时，负载上的电流信号很小或者几乎没有，那么这个时候 3 0 8 得到的值就是一个最大值( 或者最小值) 。这样的反馈量对于刚启动的电路 来说就可能引起混乱。因为在n e t 3 0 9 位置上引入了一个反映负载电流数量的信 号，就是说在负载电流数值达不到一定阀值的情况下由n e t 3 0 9 来封锁脉冲，使 得这个电路不起作用。等到负载电流足够大的时候，n e t 3 0 9 上的电平翻转变为 低电平，取消封锁作用，电路又可以正常工作了。 在这里还需要注意一个问题，就是在负载电流的数值处于阀值附近的时候可 能导致的n e t 3 0 9 电平来回翻转的情况。出现的原因是：当相位钳位不起作用的 时候，电流在给定参考值的作用下上升到了阀值，但在这个时刻相位角超过了允 许的最小值，于是相位钳位环节开始投入工作，使得频率推向高端，电流下降， 此时的电流又低于翻转的阀值，于是n e t 3 0 9 又重新封锁脉冲，外部电流给定参 考值又起作用。这样电路就在这两个状态间来回切换。在调试过程中发生过这种 情况。 解决的办法就是加大负载电流，使得相位钳位电路工作的时候电流仍然大于 翻转阀值；或者加大n e t 3 0 9 比较器上的回差，也可以避免这种情况。( 该比较 器构成滞回比较器) 4 2 有关n e t 3 0 9 的电路如下： ；磬 4 5 电路的启动 其实前面不少地方已经提到了关于启动的问题。电路稳定工作的状态和启动 的状态有时候是有很大区别的。涉及到本项目的问题主要有以下一些： 1 整流电路中为了减小刚开机时候对滤波电容的充电电流，需要通过继电回 路来首先通过限流电阻对滤波电容进行充电，等到一定时间后再直接由三相电向 整流部分供电。 2 逆变电路刚刚工作的时候，负载上的电流很小，这是对于负载电流相位的 检测就很容易失真，为了避免这种影响，在负载电路的电流不足以超过某个给定 值的情况下，封锁触发脉冲，使得关于相位角反馈的环节暂时不起作用，直到电 流上升到足够大再重新开放该环节的工作。 3 在逆变不启动的时候，不希望调功信号影响到后续电路，所以在调功部分 中与负载电流反馈相关的地方引入了封锁信号，如下图中的o n 位置的电压，在 逆变电路没有运行的时候，上面加上正的电压，从而使得o u t 位置输出为零， 负载电流反馈信号不起作用。等到逆变回路一启动，就把这个信号去掉，从而使 电流反馈正常引入工作环，电路正常工作。 r l 丑r 【碍 4 为k 1a ( i 4 在该电路刚刚启动的时候，希望负载的工作功率从小到大逐渐上去，而不 是一下子就开到比较大的功率状态，这样就需要软启动。软启动的实现是通过加 在缓慢调整调功信号的电压值来实现的。如上图可以发现，如果在逆变启动以后， 能够连续降低加在f a u l t 上的电压，就可以让o u t 输出的电压缓慢的变化， 从而控制电路的功率连续的上升。具体电路的实现是由以下电路来实现的： 彳 堕9 1 !耳； 在逆变回路开始投入工作的时候，通过继电回路闭合图左边的开关就可以让 f a u l t 缓慢的下降，就实现了软启动的目的。 4 6 取信号电路 关于取信号电路主要涉及到负载上的电流相位信号，数量信号和补偿电容上 的电压信号，霍耳器件所检测的主电路中电流的信号等信号。 下面是关于电流幅值和电流相位的检测电路。 ( a )( b ) 电流幅值和电流相位检测 上图是两种取信号电路，图( a ) 为电流幅值检测电路，采用电阻为采样器件， 图( b ) 为电流相位检测电路，采用两二极管串联后再两组反并联为采样器件。 图( a ) 电路的输出为由其变比决定的比例于负载电流的电流信号，并接电阻 后将电流信号转变为电压信号，然后送入控制板中作为负载电流的反馈量。只要 调整并接电阻的阻值就可以方便的改变反馈的电压信号与负载电流信号的比例。 该电阻的选择同时还需要考虑它的耗散功率和高频特性。 图( b ) 电路作为相位检测的优点：二极管在小电流下呈高阻特性，只需微小 的电流就可以使二极管正偏，同时二极管的正向压降只有o 7 v ，所需的耗散功 率较小，灵敏度较高。 霍耳器件是一种利用磁场原理来检测电流的灵敏度十分高的检测器件。它同 电流互感器不同的最大地方就是霍耳器件检测的是直流信号，而电流互感器是交 流信号。由于霍耳器件十分灵敏，所以一般要注意所检测的部位为电流比较稳定 的地方，否则过大的波动会导致输出的电流波动也比较大，对控制不利。此外还 要注意，霍耳器件对于工作电源电压的要求较高，需要其有比较高的稳定度。我 所用的是用正负1 5 v 和正负1 8 v 的供电电源。 至于电压互感器，跟一般的变压器原理一样，工作原理和外形比较普通，就 不再赘述了。 4 7 保护电路的设计 在功率变换电路中，主要元件有三类：固态功率器件、电容器和磁性元件 ( 电感和变压器等) ，其中固态器件是核心、整机的性能主要取决于所选的器件。 但是功率器件与电容器和磁性元件不同，固态器件的过载能力较弱，当它遭受过 电流或过电压时，会在较短的时间内损坏。当然，这并非是说固态器件没有过载 能力，只是过载的倍数较小，过载允许的时间较短。 在感应加热电源的实际应用现场，一般都存在着很强的电磁干扰，负载工 作的情况也复杂多变，非常容易发生器件过载情况，因此在电力电子设备中，固 态器件的保护问题是关系到设备工作可靠性的一个极端重要的问题，设置快速、 准确、可靠的保护电路是非常必要的。 尽管目前的固态感应加热电源都设有过流和过压保护措施，但实际应用巾 有很多都存在着缺陷，有的保护电路对于象逆变侧短路等严重故障根本起不到实 际的保护作用。从前面几章的分析我们知道，目前的高频器件比较适合构成电压 型串联逆变电路，就是中频电源由于串联型电路具有主电路结构简洁，低成本的 特点也适合选用电压型串联逆变电路。但除非非常必要用电压型串联逆变电路， 一般的场合还是电流型并联逆变电路为主流。其主要原因就是串联型逆变的直通 和输出短路保护的难度较大。 下图为电压型逆变器的直通等效模型。图中的l e 为电容地热等效串联电感 和回路布线电感的集中表示，r e 为电容的等效串联电阻和线路电阻的集中表示。 由第三章分析可知电压型逆变器总是尽量减小布线电感和布线电阻为原则，以使 逆变器的输入端获得近似理想电源源的供电特性。直流滤波电容也是选择e s r 和e s l 尽量小的高频电容，通常l e 在n h 级，r e 在m q 级。除了等效电感和 等效电阻外，直通回路的器件特性。即s 1 和s 4 的输出特性对直通后电流的变 化过程有很大的影响。 对于i g b t 而言，由于其具有恒流特性，因此直通时的短时间内电流不会 无限增大，但是在稳态驱动调件下，直通电流仍然会比额定电流