（电磁场与微波技术专业论文）ku波段6位数字移相器研究.pdf

摘要 摘要 移相器被大量地运用在通讯系统、雷达系统、微波仪器和测量系统等领域， 特别是在相控阵雷达系统中应用最为普遍，它使相控阵雷达通过电扫描的方式控 制天线孔径面上各辐射单元的相位变化，以实现波束的快速扫描。移相器的位数 越多，相移步进越小，对波束的控制就越精确。与传统雷达相比其优点在于：灵 活、波束扫描时占用体积小、探测精度高、扫描速度快、可跟踪多个目标、适用 范围广等。因此移相器是相控阵雷达的重要组成部分。另外在民用中智能天线上 的运用也很多。 本文分析了开关型、加载型、反射型等各种移相器的电路结构特点，结合具 体指标需求，确定了6 - b i t 移相器的设计方案。通过对各种移相器结构的仿真设计， 最后确定了对于大相移的单元采用非色散的开关型结构，该结构能有效地改善传 统开关型移相器相移色散的缺点；而小相移的采用了加载型和反射型的结构。同 时也对的p i n 二极管的封装形式的电路特点进行了分析，并结合本文的需要说明 了为什么采用了梁式引线封装的二极管。另外对一些辅助电路也进行了仿真、测 试分析。 本文采用的是r o g e r s 5 8 8 0 基片，选用的p i n 二极管正偏结电阻为3 8q ，反 偏结电容为0 0 3 p f ，并在此基础上研制了移相器，在仿真设计中通过对移相器结 构单元的优化选择，使得其平均插入损耗和体积都比较优越。在1 5 g h z + 1 g h z 的 带宽内，相移精度在6 。以内，插入损耗不大于6 7 d b ，驻波系数小于1 7 。 关键词：数字移相器，开关线型，非色散， a b s t r a c t a b s t r a c t p h a s es h i f t e ri sw i d e l yu s e di nc o m m u n i c a t i o ns y s t e m ，m i c r o w a v ei n s t r u m e n t sa n d m e a s u r e m e ms y s t e m ，e s p e c i a l l yi np h a s e d a r r a yr a d a rs y s t e m t h ep h a s eo fr a d i a t o r e l e m e n t si nt h ea n t e n n aa p e r t u r es u r f a c ec o n t r o l l e db yp h a s es h i f t e r ，w h i c hr e a l i z et h e s c a n n i n go fb e a m t h em o r eb i t sp h a s e s h i f t e ri s ，t h em o r ep r e c i s eb e a mc a nb e c o n t r o l l e d t h ea d v a n t a g e so fp h a s e d a r r a yr a d a ra r el i g h t e r , m o r ep r e c i s ea n dr e s p o n d m o r er a p i d l y ，c o m p a r et ot r a d i t i o n a lr a d a r s t h a tm a k e sp h a s es h i f t e rt ob et h ek e yp a r t s o ft rc o m p o n e n t si np h a s e d a r r a yr a d a rs y s t e m p h a s es h i f t e ra l s ou s e di ni n t e l l i g e n t a n t e n n as y 1 1 1 e 出s t 俐e m 加f o 研r 叩c o y z m e d m e r p c e i r f o a lp 咖u r 髓p o c s e e s a m p c r a n a l 0 fs 谢t c h e d l i n e ，l 。a d e d l i n e 锄dr e n e c t e d p h a s es h i f t e r ，r e s p e c t i v e l y a c c o r d i n gt ot h ec h a r a c t e r i s t i c so ft y p e so fp h a s e s h i f t e ra n d t h er e q u i r e m e n t so ft h e s i s ，t h ed e s i g no f6 - b i tp h a s es h i f t e rw a sd e t e r m i n e d a i m p r o v e m e n to ft h ed e s i g no fs w i t c h e d - l i n ep h a s es h i f t e r 、析t l ll o wp h a s ed e v i a t i o n c h a r a c t e r i s t i c sw a su s e df o rl a r g ep h a s e s h i f tb i t s l o a d e d - l i n ea n dr e f l e c t e dt y p e sw e r e u s e df o rs m a l lp h a s e - s h i f tb i t s t h ec h a r a c t e r i s t i c so fp i n p a c k a g et y p ew a sa n a l y z e d a n dt h er e a s o no fb e a m - l e a dp i nd i o d e sw e r ec h o s e dw a sa l s oe x p o u n d e d a6 - b i t sp h a s es h i f t e rw a sf a b r i c a t e do nar o g e r s5 8 8 0s u b s t r a t e t h ep i nd i o d e s w i t har e s i s t a n c eo f3 8 qa t1 0 m aa n dc a p a c i t a n c eo f0 0 3p fa t - 5 vw e r eu s e d t h e 6 - b i t sp h a s es h i f t e rp e r f o r m e dw e l li ni n s e r t i o nl o s sa n ds i z eb e c a u s eo ft h eo p t i m i z a t i o n o fb e t t e rc o m b i n a t i o no fs t r u c t u r ea b o u tp h a s es h i f t e r a tt h eb a n d w i d t ho f 15 g h z + _ _ 1g h z ，t h ep h a s ed e v i a t i o ni sl e s st h a n 6 。，t h ei n s e r t i o nl o s si sl e s st h a n 6 7 d ba n dv s w ri sl e s st h a n1 7 k e yw o r d s ：d i g i t a lp h a s es h i f t e r ，s w i t c h e d - l i n e ，n o n - d e v i a t i o n 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工 作及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地 方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含 为获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。 与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明 确的说明并表示谢意。 签名： 至宅窒日期：舻7 ，年，月了日 关于论文使用授权的说明 本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文 的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁 盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位论文 的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或 扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后应遵守此规定) 签名：翌签导师签名： 日期：弘。7 年5 - 月了ie l 第一章引言 1 1 移相器的概念及用途 第一章引言 移相器与微波开关、微波调制器、微波衰减器和微波限幅器一样，都属于微 波控制电路。移相器是对微波电路的相移量进行控制以满足系统的需要，又分为 两大类模拟类与数字类。模拟移相器的相移是连续可调的，而数字移相器的 相移只能以某一步长阶跃地变化。移相器位数越多，步长就越小，对相位的控制 越精确，但移相器本身及控制电路也就越复杂。虽然前者相位变化是连续可变的， 但其控制电路设备十分复杂，而后者却较为简单，并且还具有体积小、重量轻的 优势。经过理论分析以及实践试验，移相器的相移步长量只要小于4 5 。就能够比 较精细地控制天线的波束指向，所以数字移相器得到了快速的发展与广泛的应用 【l 】 0 相控阵系统，是由多个收发单元排成阵列形式构成的天线阵列，每个收发单 元都有一个移相器，移相器由计算机系统控制；当相控阵雷达工作时，计算机控 制移相器的工作状态来改变各个发射天线馈电相位，从而使雷达波束的指向发生 改变，完成对空扫描。即相控阵雷达是利用计算机控制移相器，从而改变天线馈 电信号的相位分布来实现波束在空间的扫描，以实现对多个目标的搜索与跟踪， 具有机动性强、多功能、反应时快、数据率传输率高、抗干扰能力强及可靠性高 等诸多特点【2 卅，是现代雷达的重要发展方向。相控阵雷达中有许多发、收组件， 而每个组件都要需要一个相应的数字移相器，因此移相器的性能在很大程度上体 现了收发组件的性能，进而影响到了相控阵雷达的指标，如相移步长、状态的转 换速率以及稳定性。移相器的相移步进、转换速度等指标会影响天线阵列扫描波 束的跃度、数据采集率，而移相器的成本也会成为整个相控阵雷达系统成本的重 要因素之一。因此，移相器是相控阵雷达的关键部件。 电子科技大学硕士论文 1 2 移相器的发展动态 本世纪五十年代人们开始逐渐发展电调式移相器，而在此之前，基本上都是 机械式的。1 9 5 7 年出现了铁氧体移相器，从而铁氧体移相器技术得到了较快发展。 2 0 世纪6 0 年代中期，发展到了用p i n 二极管作为开关元件的移相器，并且移相器 的理论在此时也得到了较为完善的发展。接下来的几十年当中，铁氧体、p i n 二极 管以及左右手材料【2 l l 在移相器方面的应用出现了大量的研究成果。由于p i n 二极 管可以承受较大的功率，最高可以承受1k w 的能量，同时p i n 二极管的开关切换 时间和其它方式相比是最快的，这就使得，在需要能够承受较大的能量和需要快 速的状态切换时间的系统中，p i n 二极管移相器是一个非常不错的设计方案。 同时，从2 0 世纪8 0 年代，也出现了其它类型的移相器，如g a a s f e t 有源移 相器。随着微波单片集成电路( m m i c ) 技术的发展，体积很小的m m i c 移相器已成 为现代移相器研究的主流，现已大量地商用。另外，m e m s ( 微电子机械系统) 移相 器由于其m e m s 开关的寄生参量很小，使得移相器的插损也小，该技术得到了很 快的发展。 在1 9 7 2 年【5 】，r o b e r t 提出了比较完整的二极管宽带移相器的理论分析，着重 分析了了开关线性、加载型、发射型和高低通型这四种结构。从理论上详细阐述 了作为宽带结构的可能，并且也分析了各结构的插入损耗、v s w r 带来的相位误 差和功率容量等。 1 9 9 9 日本n e c t 6 】公司为了满足人们日益对移相阵列缩小体积的最求，利用了传 统的p i n 管和微带电路制作工艺，提出了一种将1 8 0 0 移相器和a o ( a 为任意小相 移值) 移相器相整合的新结构，该紧凑结构的原型为开关线和加载型。并且在2 0 0 0 年，继续提出了新的开关线型结构。如在9 0 度结构中，与传统的相比只用了3 个 开关，当参考路径导通时，还并联了相当于终端开路的路径l ，l 长约为半波长的 整数倍，该l 支节能减少频带内的相移偏移，从而将传统的开关型移相器的体积 缩小了5 0 以上，带宽也有所展宽。 2 0 0 4 年【_ 7 1 ，s o o n y o u n ge o m 设计了一种由旯2 长的耦合线和并联兄8 开路、 短路线构成，各支节末端并联连接。s o o n y o u n ge o m 在文中提到，d c b o i r e ，j e d e g e n f o r d ，a n dm c o h n 等人用平行耦合线和万型网络做的1 8 0 。宽带移相器，结构 上适合m m i c 工艺，但由于需要f o 匹配支节而增大了电路体积；r b w i l d s ，所 2 第一章引言 提出的基于开关结构却很难用于超过1 3 5 0 的移相单元，这是因为通常情况下在实 际中由于耦合系数有限而难以实现超过9 0 0 的相移，而s o o n y o u n ge o m 所提结构 的对以上不足都进行了改进。相移的多少可以通过对乙( z = 乙。z m 。) 和磊的设 计来控制。通过奇偶模的分析和电磁仿真后，在3 g h z 的中心频率上相移达到了 1 8 0 0 ，且在1 5 g h z _ - 4 5 g h z 的带宽内相移很平坦。回波损耗也在2 0 d b 以下。 2 0 0 2 年1 8 】，韩国的d o n g w o ok a n g l ，h o s e o nl e e ，k y o n gh e el e e ，s o o n i kj e o n , a n ds o n g c h e oh o n g 等人用m m i c 技术利用f e t 关断时本身存在的电容，设计出了 高低通结构的移相器。高低通结构的移相器的好处在于拥有比其它结构更小的的 体积，以及更宽的带宽；在m m i c 应用中，无源f e t 又是最常用的开关元件，其 关断时形成的电容可以滤波器的元件，因此吸引了大量的学者进行研究。另外作 者提到，f e t 尺寸的大小直接影响移相器的性能，如：带宽、回波损耗和幅度平 衡等。 9 0 年代，随着m e m s ( m i c r o e l e c t r o m e c h a n i c a ls y s t e m ) 技术的发展，基于该 技术的移相器也因此得以大量报道。m e m s 技术应用在微波开关上具有很小的分 布参数因而传输损耗比较小。 1 9 9 9 年1 9 ，b p i l l a n s ，s e s h e l m a n , a m a l c z e w s k i ，j e h m k e ，a n dc g o l d s m i t h 报道了k a 波段m e m s 结构的数字移相器。由于降低移相器阵列的插损能减少推 动移相器的放大器的个数，因而能有效地降低系统成本、重量以及散热问题。 当前4 b i t 的k a 波段的移相器在使用最好的p h e m t 开关的情况下，平均插 损约为6 5 d b ，而r fm e m s 容性薄膜开关技术已经在4 0 g h z 的频率类体现出了 低损耗、低寄生参量的特性。因此该技术在降低移相器插损方面具有很大的潜力。 作者分别做了k a 波段的4 - b i t 和3 - b i t 的移相器。测试结果显示，4 b i t 和3 - b i t 的 移相器的平均插损分别为2 2 5d b 和1 7d b ，回波损耗分别在1 5d b 和1 3d b 以内， 两者的相位误差都在1 3 。以内。是当时有过k a 波段移相器报道中插损最低的。 2 0 0 0 年( 1 0 】，s n a m ，c w p a r k , f m g h a n n o u e h i ，e a l l a m a n d o 和i d r o b e r t s o n 等人报道了一种宽带单片集成的毫米波模拟式移相器。该移相器引入了 两组并联的可变电容二极管反射终端，使之特性如可调的l c 谐振电路一样。其 中每组并联变容二极管中的一只和感性的2 4 长传输线相串联，使得终端的特性 表现为了并联的l c 谐振电路。由于可变电容二极管的独立可调性使得了该电路能 在比较宽的频带内实现指定的相移。单片大小为1 3 m m * i 3 m m 。实测结果显示在 5 0 g h z 的中心频率上能有1 0 0 。的相移，并且插损变化也只有0 4 d b 左右。带宽 也很宽。 3 电子科技大学硕士论文 2 0 0 3 年【l l 】，z h i wl i u 、j a s o nc hm 和r o b e r tm w e i m e 用肖特基势垒二极管， 研制出了毫米波段的1 8 0 。和9 0 。的移相器。其中1 8 0 。移相器采用了反射式结构， 9 0 。的移相器采用了支线耦合结构。微带结构采用的是石英基片，并用探针式耦 合到w r - 0 4 波导上( 2 1 5 m i l * 4 3 m i l ，能在1 7 0 2 6 0 g h z 实现单模传输) 。实验结果 显示，1 8 0 。移相器在2 1 6 2 2 1 g h z 的频带范围内实现了1 8 0 0 2 2 0 的相移，回波损 耗小于6 d b ；9 0 0 的支线耦合移相器在2 1 9 2 2 5 g h z 的频带内实现了8 5 0 1 0 0 的相 移，回波损耗小于8 5 d b 。 2 0 0 2 年【1 2 j ，韩国d o n g s uk i m 等人报道了一种单片集成，使用b a o 6 s r 0 4 t i o a ( b s t ) 基片的宽带s 波段反射型移相器。该移相器使用串联l c 电路作为反射终 端，并使用了各指之间的间隔为4 , t n n 的交指型电容，其电容量可由控制电压v 调 节，因而能产生不同的反射系数，从而产生相移，并且该相移因控制电压的不同 能实现连续调节。其中的耦合器为共面波导构建的朗格电桥，在1 6 g h z 3 2 g h z 的范围内，耦合度为3 5d b 0 5 d b ，隔离度大于1 5d b ，回波损耗大于1 6d b ，直 通端和耦合端的相位差为8 7 0 1 0 。该移相器的最终测试结果为在1 9 g h z 2 5 g h z 的频带内实现9 0 。的相移时插损为2 0d b ，回波损耗大于1 4d b 。 2 0 0 1 年，上海交通大学杨荣震改进了加载式的移相器结构，使得该类型移相 器不再需要特性阻抗很高的传输线，从而更容易利用现有微带技术实现。 从中可以看到，传统微带线的移相器发展已经很成熟了；国外现在的主要研 究方向是往小型化方向发展，因此在单片集成电路上有很大的发展。另外近年来， r f m e m s 技术的运用，使得移相器的性能具有很打的潜力可挖，是今后国内外的 重点研究方向之一。随着新材料和新工艺的不断出现和发展，移相器将继续朝着 高性能和低成本方向发展。 4 第一章引言 1 3 课题简介 本文对数字移相器的理论作了一定研究，利用了a d s 、h f s s 对其进行仿真设 计，并进行测试。 本文的内容有以下几个方面 第一章介绍了移相器的应用领域，以及现已取得的成就和今后的发展方向。 第二章说明了p i n 二极管的工作原理，理论分析了各种常用移相器结构的电 路特点。 第三章根据上一章分析出的各种移相器电路的优缺点、适用范围，结合本文 所需的具体指标确定了总体的设计方案；并对各个移相单元进行了仿真优化。 第四章对仿真好的电路图进行加工和测试，给出实验结果并根据此结果进行 总结，提出了改进建议。 技术指标 频率：1 4 1 6g h z 移相范围：0 3 6 0 。 步进：5 6 2 5 。 位数：6 位 插入损耗：9 0 d b 移相精度：6 。 驻波：2 0 电子科技大学硕士论文 第二章p i n 二极管和移相器的基本原理 微波控制电路中常用的控制器件有微波半导体管和铁氧体。半导体管具有直 流小信号控制大功率射频信号、反应速度快以及体积小重量轻等优点，因而在微 波控制电路中得到广泛应用。作为微波半导体控制器件主要有p i n 管、变容管、 肖特二极管和场效应管等，特别是六十年代以后，随着p i n 管的出现，使微波控 制电路得到了很大发展。随着微带电路的发展，出现了混合集成电路的形式，其 结构较为紧凑且由于加工、装配工艺上的不断改进，以及半导体器件的封装技术 的发展而引入的寄生参量，如引线电感、管壳电容等的影响都进一步地减小，进 一步改善了微波电路的各项性能。目前，在各种微波控制电路中，p i n 二极管是应 用最为普遍，也是最为重要的微波控制器件，被广泛地运用在电调衰减器、限幅 器、移相器、开关电路中。它在正、反偏状态下拥有良好的短路、开路特性，且 开关速度转换快，损耗小。他的一个重要特点就是只需利用很小的直流能量就可 以控制较大的微波功率。因此p i n 二极管的电特性决定了其很适合用于高频率、 高功率要求的微波控制器件。 2 1pin 二极管的结构 p i n 二极管与p n - - 极管并没有本质上的区别，p i n 二极管由电阻率很低的p 区和n 区以及在两者之间夹着的一层电阻率很高的p 区或n 区三部分组成。根据 夹杂的材料不同，夹杂的为高电阻率的p 型材料和n 型材料分别称为p + v 矿型和 p + 兀n + 型。这两种类型的p i n 二极管本质是一样的，只不过是形成p n 结的实际位 置依i 区所取材料的不同而不同。 图2 - 1 显示了p + v 对型二极管的结构，而图2 1 ( b ) 为p i n 管在零偏压时的空 间电荷分布图。空穴和电子分别向v 层扩散，当达到平衡时p + y 形成的空间电荷区 主要在低掺杂的v 层，而v n + 结由于浓度差相对较小，形成的空间电荷区较薄，在 图2 1 ( b ) 中可以忽略不计。因此零偏时p i n 二极管的i 层包括耗尽区和非耗尽区。 此时i 层形成的结和p n 结类似。因此，在零偏状态时p i n 二极管没有净电流。 与p n 结不同的是，由于i 层掺杂浓度低，所以耗尽区是很宽的，对于非耗尽区， 6 第二章p i n 二极管和移相器的基本原理 载流子的浓度也很低。故零偏压时，p i n 二极管呈现高阻抗的微波特性。 卜一d 一 ： ( a ) ： 空同耐 l 赫密廑, 4 - - - - - - - - - w 一4 善44t 1 0 0 i 一 一 一 1 一 i 一 一 i _ 一 l 一 ( b ) ： 空阚吲 i 一 l 蔚密骏 ij 一l _ l - j l-i：+ i o _ 、 0 ( c ) 、一一 ( a ) p i n 二极管管芯结构示意图 ( b ) 零偏压时空间电荷分布 ( c ) 反向偏置穿通空间电荷分布 图2 1p i n 二极管空间电荷分布示意图 当反向偏压施加到p i n 二极管上时，其特性与p n 结类似，耗尽区会展宽， 此时反向电流很小。当施加的反向电压大到使整个y 层都变为耗尽区时，则称为“穿 通状态”，这时的反向电压称为穿通电压v r , r 。图2 1 ( c ) 显示了p i n 二极管空间电 荷此时的分布状况。继续增大反向偏压使其大于穿通电压，耗尽层将会进一步扩 大，但扩大到进入p + 和矿区内的部分是很窄的，可以忽略不计。所以，p i n 二极 管在反向偏压时的阻抗比零偏时更大，但在穿通之后阻抗变化就很小了。 当正向偏置电压施加在p i n 二极管时，i 层左右两边的p n 结处于正偏状态， 耗尽区很窄。矿区的电子和p + 区空穴都注入i 层，i 层是靠注入的空穴和电子作 为相互复合的载流子。空穴与电子在复合的同时也在扩散，靠正向直流偏压维持 注入，从而形成了一个稳定的载流子分布。当载流子寿命很大、扩散距离大于i 7 电子科技大学硕士论文 层宽度d 时，i 层中的空穴与电子近似均匀分布在其中，并满足正负电荷相等的 状态，所以空穴密度p 与电子密度n 是近似相等的，并且远大于本征层载流子浓 度。因此i 层中存储的电荷量总量q o 为 q o = q 。= q = e p a d = e n a d ( 2 1 ) 式( 2 1 ) 中a 为p i n 二极管结面积。由于空穴和电子不断地复合，偏置电压会不断 地补充，因此复合电流大小为 厶：鱼(2-2) f 而此时i 层电阻率已很大程度地下降，p i n 二极管呈现出低阻抗性。所加正向偏压 值越高，注入在i 层中的载流子就越多，i o 也越高。这样i 层电阻r 越小。由于i 层的电导率仃是由空穴和电子两种载流子共同决定，r i 为 r ，：旦：一一生一一：一一旦一：一一垡一一 ( 2 3 ) 。 o - a ( e p g p + e n g , , ) ae p ( p p + 鸬) 么do r ( a , , + 以) 、7 式中u p 、以分别为空穴、电子的迁移率。从式中可以看到正偏电阻r ，与正偏电 流厶成反比，而由p i n 二极管结构可知，正偏时p i n 二极管的阻抗主要由r ，决定。 因而改变p i n 二极管正向偏置电流的大小可改变其阻抗。 2 2pin 管的频率特性 p i n 管在低频时与p n 结一样，都具有低频特性。在零偏压时，由于扩散作用， 尸层的空穴和j v 层的电子分别向堤扩散，然后复合消失。这样在p 层和n 层靠 近i 层的边界附近区，分别建立起带负电和正电的空间电荷层，两者的电量相等， 由于此两空间电荷层所产生的电场的作用，阻碍了空穴和电子继续向i 层的注入， 故i 层只是在开始的瞬间有载流子注入，但由复合作用而迅速地消失，故保持本征 即不导电的状态。当反向偏压加在p i n 二极管时，p n 层的空间电荷层厚度增加， 不导电的程度更甚l l3 1 。 当p i n 二极管两端加上正向偏压后，由于外加正向电场的作用，使靠近i 层 边界上的空间电荷层变薄，势垒变低，因而p 层和n 层的空穴和电子向i 层注入， 并在i 层中由于复合作用而消失。但是由于外加正向偏压源的存在，空穴和电子 源源不断地得到补充，最后“消失和“补充”两态保持动态平衡，这样在i 层中 始终会存在大量的符号相反、数量相等的载流子。此时的i 层处在“等离子状态 ， 8 第二章p i n 二极管和移相器的基本原理 既处于导电状态。其导电的实质是带正电的空穴和带负电的电子源源不断地由p 、 n 层向i 层注入，然后复合而消失，就好像电流是在川流不息的流经p i n 管，这 就是p i n 二极管的正向导通状态。假设i 层中载流子平均寿命为t ，由于复合作 用i 层电荷q o 以均匀速度在时间t 内变为o ，则其变化速率为q o t 。为了维持i 层电荷总量q o 为恒值，则外加偏置电流i o 应等于q o t ，以保持i 层电荷的动态 平衡状态，则p i n 管的正向电流i o 可以近似地表示为 i o = q o r ( 2 4 ) 此式即为i 层储存电荷q o 与正向偏置电流的关系式。 在低频时信号周期如果t f ，i 层的导电状态完全能跟上信号的周期变化， 正半周导通，负半周截止。因此，p i n 管与p n 结一样具有整流作用。其v i 特性 曲线也与p n 结二极管相似。 当信号频率升高进入微波频段后，由于微波信号周期t 已远小于载流子寿命 f ，p i n 管i 层的导电状态已来不及跟随信号正负变化，整流作用就会消失。这是 因为，当微波信号从负半周期变为正半周期时，正、负载流子将从i 层两侧注入， 但其扩散需要一段时间。在载流子尚未扩散到i 层中间时，外加信号已经改变极性。 因此在正半周期内，i 层尚未真正导通。同样，当信号从正半周期变为负半周期时， 正、负载流子立即停止注向i 层，i 层中尚存的正负载流子由复合作用而减少，此 时电量q 遵循下列规律递减q = q o pr ，其中骁为起始电量，故此公式表示为经 过时间f 后，电量减少到原来的1 e 。当频率进入到微波频段时，其半周期已远远 小于载流子寿命f 。因此在负半周期中，i 层的载流子来不及复合，还没有达到完 全的“反向”状态，而此时正半周期却又开始了。 从上面的分析中可以看到，当频率升高，特别是在微波工作频率的情况下， p i n 二极管不能作为一个整流或检波元件使用，而且它对微波频率的正、负半周期 的响应不能显著改善当前p i n 管的状态，因而可以近似地作为一个线性元件来分 析。但是，当使用比微波电压幅度小得多的外加直流偏压对p i n 二极管的开关状 态进行控制时，利用管中载流子在i 层的贮存效应和渡越时间效应，p i n 二极管就 可以作为控制器件被广泛地应用于微波电路中。 、 图2 2 显示的是p i n 二极管的静态v - i 特性。现在分析在直流偏压的作用下， p i n 二极管施加微波电压下的工作特性。 9 电子科技大学硕士论文 j 蟹 1 i i b ，ir 砖 圪 广十 0 心 毒 i _ ( ； 。、 l 咱 i l 图2 - 2 正反偏置下大幅度微波信号作用于p i n 管 对于外加电压正向偏置状态。设正向偏置电流为厶、微波电流的幅度为厶， 则加在p i n 二极管的总电流为 i = i o + 厶s i n 耐 ( 2 5 ) 图2 2 中信号表示p i n 二极管上施加的微波电流幅度远大于p i n 管偏置直流的 情况，即厶 厶，粗略地看，当微波电流进入负半周时，p i n 管将会被截止，实 际情况下却是导通的。因为当p i n 管处在正向的偏置状态下时，i 层必然存储有 电荷绕，电荷缘的数值可以近似地表示为：q = 厶f 。当幅度为厶的微波电流在 负半周大部分处于反向状态，可近似地认为负半周电流都处于反向且等于厶，则 在微波周期中的负半周中从i 层抽出的载流子量 ，1 r ， 蟛l - 4 - 1 1 二 ( 2 6 ) q 1 与本来积累在i 层中的电荷q o 相比其所占比例是很小的。例如假设i o = 1 0 0 m a ， 1 1 = 5 0 a ，【= 5us ，微波信号频率f = l g h z ，则信号周期为t = l f = - 1 0 一s ，则 q o = i ot = 1 0 0 1 0 jx5 1 0 。o = 5 1 0 叫c( 2 - 7 ) q 1 吾厶= 5 0 o 5 1 0 - 9 = o 2 5 x1 0。c(2-8) 由此可见q o q l = 2 0 ，负半周期被抽出的电荷q 1 只为原来存储电荷q o 的1 2 0 ，因 而不影响p n - 二极管的导通状态。 由此可见，当正偏时，p i n 二极管i 层的积累电荷绝大部分是由偏置电流产 生的，其电荷量受微波电流瞬时值影响很小。因此p i n 二极管等效电阻如式( 2 3 ) 所示主要取决于偏置电流i o 的大小，故图2 2 中信号和信号的等效电阻相同。 1 0 第二章p i n 二极管和移相器的基本原理 对于某一正向偏置情况，加到二极管上的微波信号的幅值大小不管为多少，p i n 二 极管就像是一个如式( 2 3 ) 所示的线性电阻，其阻值由偏流i o 决定。所以很小的正 向偏置电流i o 完全可以保证在大信号微波周期内使p i n 二极管导通，微波信号始 终作用在正向状态。 对于p i n 管的反向偏置状态。在p i n 二极管反偏时叠加上微波信号，如图2 2 中的信号所示。即使微波信号幅度很大，使得在微波信号正半周期有部分时间 使p i n 二极管处于正向电压的作用下，由于微波频率很高，在时间非常短的半周 期内，正向注入的空穴、电子很少，而在i 层渡越尚未来得及形成复合电流时， 因微波信号进入反向周期而被“吸出 。因此，p i n 二极管i 层不会存在大量的载 流子，而始终维持在由反偏压所决定的高阻状态。 综上所述，胍极管的微波阻抗主要取决于所施加在管子上直流偏置的状 态，而与微波信号幅度关联很小。反偏时，p n - - 极管呈现高阻抗，近似为开路； 正偏电流达到一定大小时，p n - 极管呈现低阻抗态，其值很小近似为短路状态。 如果改变正向导通电流大小，则可改变p n - 极管的阻抗。利用小功率的直流来改 变p n - 极管工作状态，从而控制大功率的微波信号，这就是p n - 极管被广泛作 为微波固体控制器件的原因之一。 2 3pin 管的等效电路 对大多数控制电路，p i n 管均工作在正反两种偏置状态下，这两种偏置对应的 是两种截然不同的工作状态，即低阻状态和高阻状态，下面分别加以讨论。 2 3 。1 正向偏置时的等效电路 在正向偏置状态下，p i n 管处于导通状态，其等效电路如图2 - 3 ( a ) 所示，此时 p i n 结会形成结电容和扩散电容，c ，为这二者之和，但由于结电容相对于扩散电 容很小，也近似等于扩散电容，扩散电容是由注入的载流子在i 层左右边界上产生 的储存所引起的电容，天i 为正向偏置时的i 层的电阻。当偏置电流从负向转为正 向后，由于p 、n 区空穴、电子向i 层注入量随正向偏置电压加大而增多，结电阻r ， 很快由很大的一个阻值减为几欧左右；而c ，约为几个p f ，其容抗就算在微波频率 下也远大于与之并联的r ，因此可忽略掉，而把r ，和足归并为一个正向电阻r ， 简化为如图2 3 ( b ) 所示。r 。是p 、n 层体电阻和电极接触电阻等构成的串联损耗 电子科技大学硕士论文 电阻，其值通常比较小，一般小于1 欧姆。根据式( 2 3 ) r 随偏置电流增大而减小。 当偏置电流为几十毫安时，r ，的值约为几欧姆，这时r ，的值不能忽略。因此， 零偏置或偏置电流很小的时候r 的值主要取决于r j 。偏流为较大时时r ，值为二 者的串联。 r f ( a )( b ) 图2 - 3 ( a ) p r n 管正向偏置等效电路；( b ) 正向偏置简化电路 2 3 2 反向偏置时的等效电路 在零偏和反向偏置状态下，p i n 二极管芯的等效电路由于存在穿通与否的情况 而复杂一些【l 1 3 1 。 在零偏压或反向电压较小，小于穿通电压昨丁时，i 层处于未穿通状态，则整 个i 层分为非耗尽区和耗尽区两个部分，如图2 4 ( a ) 所示。图中耗尽区以电阻r ， 和电容c ，并联来表示，r ，为耗尽区电阻，其阻值很大，一般在mq 以上。c ，为 p n 结或p n + 结的结电容，其大体上可以利用突变结电容公式来计算，一般为零 点几个p f 。非耗尽区由电阻r ，和电容e 并联而成，其中足的阻值为几k q ，由 于非耗尽区中包含了少量的载流子，故其阻值要比耗尽区小一些，而电容e 也为 零点几个p f 的量级。r ，为电极和引线电阻。 可将图2 4 ( b ) 等效电路转化为串联形式，在微波频段下，常会考虑到r ，石， 及足，置，则 耗尽区阻抗为 两r j ( - j x j ) = 盟掣= 蟹牮= 等一鹧( 2 - 9 ) r ，一，r j + x 2r ；+ 彤r jr ， 。 j 、 非耗尽区的阻抗为 1 2 第二章p i n 二极管和移相器的基本原理 器= 掣鬻掣= 镨学= 等一j x , r i 一 x r + x r + x r 、。 所以i 层的总的阻抗为二者之和，为 墨r 一鹎+ 鲁一= 荨+ 等叫一+ z ) ( 2 - 1 1 ) 则可以把并联形式的管j 芯等效电路转换j r 成, 串联形式的等效电路。由于之前已经得 出r x ，尺，五所以串联电阻的阻值很小，而串联电抗的值化简后则基本与原来 j。t厂，。l，z 一致。根据r ， r i ，有“生，故可将1 忽略，从而可将等效电路图2 4 ( b ) jdnn 、7 x j ： j c 。 z ：l 。蚂 r x j + 墨 芏。互 露 弓 ( a )( b )( c ) 图2 4 ( a ) 未穿通时的等效电路( b ) 简化后的电路( c ) 进一步简化后 当加在p i n 二极管的反向偏置电压逐渐增大时，如果其值大于穿通电压巧r ， i 层完全穿通，则耗尽区将充满整个i 层，可得如图2 5 ( a ) 所示的等效电路。 在反向偏置电压逐渐增加的过程中，非耗尽区逐渐变薄，使得其阻抗也随之减小， 到最后穿通时，非耗尽区的等效阻抗趋近于零，由于穿通后i 层将会全部成为耗 尽区，此时的阻值灭，将会变得非常大，由于是与c ，并联从而可以将它忽略。同时， 随着反向偏置电压逐渐增加，c i 逐渐减小，直至穿通后，c ，成为以p + ，盯两层 为极板、i 层为介质的平板电容器，当施加的反向偏置电压继续增大时，其容值 将会为一定值而不再变化。可见当反向偏置电压大于穿通电压后，p i n 二极管对 微波信号基本上呈现为一个恒定电容，故可简化为图2 5 ( b ) 。 砰一晨 + 墨 墨 = + 足 乃 甲i上t i工tv 电子科技大学硕士论文 ( a ) 图2 - 5 ( a ) 穿通时的等效电路 24p l n 管的装配 r r 2 r s c j ( b 1 简化等效电路 目前用于微波电路的p i n 管主要有两种封装形式，一种是无引线的管芯，另 一种是粱式引线的管芯，如图2 6 所示 ( a ) 无引线圭裴拘p i n 管( 坼粱式引线封装的p t n 管 图2 - 6p i n 管的常见形式 对于微带电路而言，梁式引线的装配相对较容易，使用超声热压就能将其 装配在微带线上，外带来的寄生参数小；对于无引线的p i n 管，需要用导电 将其合到导带或体上，再用键台。如图2 - 7 图2 7 键台示意图 第二章p i n 二极管和移相器的基本原理 键合( b o n d i n gw i r e ) 互连是微波毫米波集成电路和单片集成电路的常用技 术，在多种毫米波电路和系统中，利用键合互连技术，实现固态器件或单片集成 电路与无源电路的连接、无源电路的互连、多芯片的互连。 引入后会对电路带来寄生参数，频率越高影响越会明显，因此有必要对 其进行研究。键合互连的模型也可以简单地用并联电容c 1 、串联电感l 和 串联电阻r 、并联电容c 2 组成的低通滤波器网络来表示【1 4 】，如图2 8 所示。 图2 - 8 集总参数模型 对长度为l 、直径为d 的形键合，其串联电感l 和串联电阻r 可分别用式以 下两式表示 l = ( 2 万) x 1 n ( 4 i d ) + ，万一1 】( 2 1 2 ) j r = ( 4 p l n d 2 ，) ( 0 2 5 d d + 0 2 6 5 4 ) 当d ds 3 3 9 4 ( 2 1 3 ) 【r = ( 4 p l n d 。) c o s h o 0 4 l ( d d 。) 2 】当d d 。3 3 9 4 、。 式中：l z0 为空介质的导磁率( | l0 = 4 1 0 。7 h m ) ，l lr 为键合的相对导磁 率( 对 ，l lr = 1 ) ，和d s 分别为键合材料的电阻率和趋 度。 如果被键合器件区面积允许，可采用两根或多根并行的实现键合互连 以降低串联电感及提高键合可靠性，如图2 - 9 所示。则在计算串联电感l 时还需 考虑两根或多根并行的之间的互感。如果采用基于三维有限元分析的电磁场 仿真件和微波电路仿真设计件相结合，可以精确计算出键合互连模型的各 个模型参数。单、 的对比仿真结果如图2 1 0 ( a ) 所示，单在k u 波段的试 验结果如图2 1 0 ( b ) 所示。 图2 - 9键合示意图 1 5 电子科技大学硕士论文 乏歹一 ( a 、( b ) r a l 单、仿真分析结果对比( 宴线为单 线为 ) m 1 睢在1 4 - 1 6 g h z 的测试结粜 图2 1 0的仿真、测试结果分析 可以看到，i 单相比，其反射系数以及插损都有明显改善。但在 本课题所需耍的1 4 g h z 一1 6 g h z 的频带内，其驻波系数不理，故可以考虑一些 补手段消带来的寄生参数的影响。方法一如图2 - 1 1 ( 曲所示，在键合的 微带两端引入一截低阻抗线，由于低阻线的集总特性更趋向于窖性，能消部 分由带来的寄生电感的影响，因此对端的s 参数能带来很大的改善。其仿 真结果如图2 1 1 m 1 所示。 霉霪碧窿熏擎 气：鬻鬻攀甏：瀵il 熏囊鬻瓣i 掌兰兰 优化后的键合 第二章p 1 x 二极管和移相器的摹率原理 _ 7 一 一一 ( b ) 优化( 线1 与青f 实线】的对比曲线 图2 - 11 优化后的键台性能f 方浊一1 优化方法二如图2 - 1 2 ( a ) 所示，在离g a p 一段距离处引入低阻线。其仿真及测 试结果分别如图2 - 1 2 0 ) 、( b 1 所示。 ( c ) 端驻波系数及插损的试验结果 图2 一1 2 优化后的键台性能( 方法二) 从以上的仿真及实测结果来看，两种方法都能很大程度上地提高 的键台性能， 但又有所区别。方法一能很大程度地改善频段在x 波段及以下的s 参数；方法二 电子科技大学硕士论文 能大大地改善端s 参数在k u 波段的性能，但k u 波段以下的性能会有所化， 而且由于附加的低阻线离g a p 较远，其应用会受到限制。 2 5 数字式移相器的基本原理 移相器是电控扫描天线必不可缺少的部件，有模拟式、数字式和模拟一数字 控制式之分。在移相器目前的应用范围中，多采用数字式，因为它能很方地与 数字控制电路接