数字无线电技术基础讲稿.pdf_第1页
数字无线电技术基础讲稿.pdf_第2页
数字无线电技术基础讲稿.pdf_第3页
数字无线电技术基础讲稿.pdf_第4页
数字无线电技术基础讲稿.pdf_第5页
已阅读5页,还剩20页未读 继续免费阅读

下载本文档

版权说明:本文档由用户提供并上传,收益归属内容提供方,若内容存在侵权,请进行举报或认领

文档简介

第一讲第一讲 无线电系统与结构无线电系统与结构 一 典型的无线电应用系统 1 无线电广播 电视 电报系统 2 无线电对讲 差转系统 3 无线电移动通信系统 4 无线电导航系统 航海 航空 航天 5 无线电探测系统 雷达 单 多基 陆 海 空 天基 二 无线电应用系统 1 单工无线电接收机的设计 案例 1 中波调幅收音机的设计 参数 射频频率 800kHz 信号带宽 10kHz 调制方式 AM 1 直放式 12121 3 1 2 1 111 n n GGG NF GG NF G NF NFNF 优点 结构简单 动态范围小 缺点 选频效果差 灵敏度低 信号带宽一定的情况下 信号中心频率越 高 要求选频滤波器的 Q 值越高 2 超外差式 AM 检波 音频 放大 选频 滤波 射频 放大 1 优点 选频效果好 灵敏度高 动态范围大 缺点 结构复杂 有镜频干扰 镜频抑制比 2 双工无线电收发机的设计 案例 2 短波双向无线数传电台的设计 发射参数 发射频率 210 230MHz 可调 数据码率 19 2kbps 信道带宽 100kHz 调制方式 2DPSK 接收参数 接收频率 240 260MHz 可调 数据码率 19 2kbps 信道带宽 100kHz 调制方式 2DPSK AM 检波 音频 放大 选频 滤波 混 频 AGC 放大 本振 800kHz 1265kHz 滤 波 2 基本概念 信源数字化 无线数字通信 信道数字化 数字无线电 信道软件化 软件无线电 载波 PSK 调制 晶体 滤波 功 放 a 发射端结构 1 发送 滤波 信道 编码 本振 混 频 滤 波 50kHz 70MHz 70MHz 100kHz 210 230MHz 20MHz 140 160MHz 数据 输入 19 2kbps 载波 PSK 调制 滤 波 功 放 b 发射端结构 2 发送 滤波 信道 编码 本振 2 混 频 滤 波 50kHz 6 5MHz 电视伴音 6 5MHz 100kHz 210 230MHz 20MHz 510 530MHz 数据 输入 19 2kbps 滤 波 本振 1 混 频 陶瓷 300MHz 1MHz 晶体 293 5MHz 双 工 至接收机 同步 纠错 3 第第二二讲讲 正交调制正交调制 解调与解调与数字数字接收机接收机 一 实信号复解析与正交调制解调 1 窄带信号的复解析 窄带信号的表示 cos 0 tttatx 其正交分量为 sin 0 tttatxH H 为 Hilbert 变换 两个相互正交的分量可表示为复解析式 000 jttjtjtjt B z ta t ea t eezte ZB t 为基带调制信号 000 cos j sin j jtjtjtjt B BIBQ ztz tea teee a tta tt ztzt 其中 zBI t 就是 I 信号 zBQ t 就是 Q 信号 因此 由已调信号 x t 获得基带信号 zBI t zBQ t 后 其幅度 相位或频率 的调制信息可通过运算获得 Im Re 2222 txHtxtztzta tan Re Im tan 11 tx txH tz tz t 22 dtH x t x tx t H x t t dtx tHx t 其中 式 1 22 中 tan 1为四象限反正切 通过信号的复解析 很容易获得信号的基带调制信息 因此这一过程也称为 正交解调或正交分解 其相反的过程称为正交调制 正交分解的目的 获得基带正交分解的目的 获得基带 I Q 分量分量 正交分解的正交分解的好处好处 同时获得基带的幅度调制信息和角度调制信息 同时获得基带的幅度调制信息和角度调制信息 4 2 正交解调的电路实现 借用复解析式去除载波的思想 采用两个通道获得基带信号的 I Q 分量 000 0 cos cos cos 11 cos cos 2 22 x tta tttt a tta ttt 000 0 sin cos sin 11 sin sin 2 22 x tta tttt a tta ttt 相应的正交调制电路为 3 幅相一致性对正交分解的影响 二 数字接收机的设计 案例 AM FM 通用接收机 参数 射频频率 438MHz 业余频段 信号带宽 8MHz 音视频 1 零中频数字基带接收机 BPF y t zBI t zBQ t cos ot sin ot LPF x t LPF cos ot sin ot zBI t zBQ t 5 1 系统结构与参数 2 低通采样定理的应用 A 信号带宽 抗混叠滤波器带宽与采样率确定 1 通带 过渡带均不混叠 2 通带不混叠 过渡带混叠 3 通带 过渡带均有混叠 B 量化位数的选择 量化位数 N 量化电平 V 2VFS 2N 量化噪声功率 Nq V2 12 满幅 Vp p 2VFS 单频信号功率 S VFS2 2 等采样时量化信噪比 SNR 6 02N 1 76 dB 过采样时量化信噪比 SNR 6 02N 1 76 10lg fs 2B dB C 有效量化位数 EBON SNR 1 76 6 02 系统优点 1 无镜频干扰 2 无需高 Q 值的中频滤波器 3 后继 A D 转换时的采样率要求 基带信号处理的处理量小 系统存在的问题 1 本振泄漏干扰相邻接收机 x t cos2 438 106t zBI t zBQ t LNA 90 sin2 438 106t A D A D RT DSP 同步 AGC fS 2fA 12MHz 6 2 低频噪声和直流漂移影响信号的正交性 3 通道幅相一致性较差影响系统性能 2 超外差数字基带接收机 1 系统结构与参数 2 可以解决的问题 1 本振泄漏对相邻接收机的干扰 2 低频噪声对信号正交性的影响 3 通道幅相一致性较差对系统性能的影响 4 采用同步调谐技术可以很方便地扩展系统的工作频带 3 超外差数字中频接收机 1 系统结构与参数 x t cos2 36 106t zBI t zBQ t 90 sin2 36 106t A D A D RT DSP AGC fS 2fA 12MHz 474MHz 402MHz 7 2 可以解决的问题 1 本振泄漏对相邻接收机的干扰 2 低频噪声和直流漂移对信号正交性的影响 3 采用同步调谐技术可以很方便地扩展系统的工作频带 4 数字射频接收机 1 系统结构与参数 2 可以解决的问题 1 本振泄漏对相邻接收机的干扰 2 低频噪声和直流漂移对信号正交性的影响 x t cos2 438 900 n zBI n zBQ n sin2 438 900 n RT DSP AGC fS 900MHz A D NCO x n x t cos2 36 84 n zBI n zBQ n sin2 36 84 n RT DSP AGC fS 84MHz 474MHz 402MHz A D NCO x n 8 第第三三讲讲 带通采样定理及其应用带通采样定理及其应用 一 一 无线电频谱与射频信号的特点无线电频谱与射频信号的特点 二 带通采样定理二 带通采样定理 带通信号采样不混叠的条件 2 1 1 2 L LsLs H HsHs f fpfff p f fpfff p 其中 2p 22 1 HL s ff f pp 当带通信号频谱的低端为其带宽的整数倍 即 fL M B 整频带 时 有 2 1 2 1 s MBMB f pp 取 p M 1 则有 fs 2B 此时 带通信号的中心频率为 4 12 2 12 2 s Lo fMBMB ff 三三 带通采样定理 带通采样定理在在单通道单通道数字中频接收机中的应用数字中频接收机中的应用 信号参数 中频频率 f0 36MHz 信号带宽 BS 8MHz f 0 fH 0 0 p 1 p 1 fL fL p 1 fS fH fL fH p fS 9 考虑到带限滤波器的过渡带 信号带宽扩展为 B S 取信道处理带宽为 B 则根据带通采样定理 有 272MHz 2121 o f B MM M 1 当 M 1 则 B 24MHz 远大于信号带宽 当 M 2 则 B 14 4MHz 大于信号带宽 当 M 3 则 B 10 3MHz 大于信号带宽 当 M 4 则 B 8MHz 等于信号带宽 信号与过渡带会产生混叠 1 当 B 14 4MHz 时 正交分解 x t cos n 2 1 0 1 0 1 zBI n zBQ n 0 1 0 1 0 sin n 2 RT DSP fS 28 8MHz A D NCO x n f 36M 0 2 1 2 0 1 36M 7 2M 7 2M 2 2 频谱正向 左移 A D RT DSP f BS f0 fS f B S f0 10 注意 这种设计方法在正交分解时其本振为 1 0 1 因此只涉及符号运算 乘法器的效率很高 2 当 B 10 3MHz 时 正交分解 注意 频谱移动的方向与 B 14 4M 时相反 x t cos n 2 1 0 1 0 1 zBI n zBQ n 0 1 0 1 0 sin n 2 RT DSP fS 20 6MHz A D NCO x n f 36M 3 1 2 1 3 2 36M 5 15M 5 15M 2 2 0 0 频谱反向 右移 11 第第四四讲讲 数字数字无线电系统无线电系统前端的高效结构前端的高效结构 一一 软件无线电接软件无线电接收机的结构收机的结构 1 基于射频低通采样的接收机结构 案例 基于软件无线电的全波段收音机 信号参数 中波 AM 射频频率 525 1605kHz 音频带宽 30 5000Hz 频道带宽 10kHz 频道间隔 9kHz 短波 AM 射频频率 3 9 21 85MHz 音频带宽 100 4000Hz 频道带宽 8kHz 频道间隔 5kHz FM 射频频率 87 108MHz 音频带宽 30 15000Hz 频道带宽 150kHz 频偏 75kHz 频道间隔 150kHz 1 采样频率 允许过渡带混叠 则取 fs 108M 142M 250M 2 系统结构 f 142M 108M 0 12 3 信道分离 以中波 1415kHz 为例 NCO 本振频率 0 2 1 415 250 0 01132 4 DLPF 的设计 FIR 数字低通滤波器的长度 N 当 ps 时 f 0 00004 0 5k 14k 5k 14k 0 000112 F 0 00002 0 000056 x t RT DSP AGC fS 250MHz A D x n AGC LNA 0 5 108MHz cos 0 01132 n zBQ n DLPF DLPF sin 0 01132 n NCO zBI n x n 13 20lg7 9520lg7 9520lg7 95 1211 14 36 14 36 14 36 s CACACA Nf FFff 取0 001 60dB 阻带抑制 则 607 95 1100686 14 36 0 0000560 00002 N 5 FIR 数字滤波器的运算量 N 次实数乘加 运算速度 Nfs 对于本例 运算量为 2 100686 201372 次实数乘加 运算速度为每秒 50 343T 次实数乘加 问题 运算量太大 运算速度要求太高 直接影响到后续的同步 解调等数 字基带的运算速度 整个系统实现成本过大 好处 过采样率大 输出 SNR 高 2 抽取 直接效果 减小数字基带的运算量和运算速度 滤波后 抽取的原则 抽取后信号不混叠 抽取的影响 频谱扩展 抽取倍数 1 通带和过渡带都不混叠 max 1 8928 0 000112 D 5 0 00004 0 000112 14 2 通带不混叠但过渡带混叠 max 1 13157 0 000040 000112 2 D 5 3 按通带和过渡带都不混叠的原则 取 D 8475 则 二二 抽取的高效结构抽取的高效结构 1 分级抽取结构 化整为零 D 8475 75 113 D1 75 D2 113 频谱 1 1 H e j D1 75 2 2 H e j D2 113 x1 n1 x2 n2 x3 n2 0 339 0 52628 0 35712 15 1 第一级 D1 75 取0 0005 66dB 阻带抑制 则 1 667 95 1609 14 36 1 1500 00002 N 5 2 第二级 D2 113 取0 0005 66dB 阻带抑制 则 2 667 95 11498 14 36 0 00420 0015 N 5 运算速度 1498 10M 3 4 99G 总运算量 N 609 1498 2107 N 100686 分级抽取的机理 1 1 H e j 增大了过渡带 1 2 H e j 降低了采样率 4 改变抽取顺序 D1 113 D2 75 则 N1 919 N2 995 5 二次分级 f 2 0 003 0 5k 14k 5k 5M 3 0 0084 fs 10M 3 0 00004 0 000112 1 75 fs 250M 3 0 339 0 95 fs 29 5k 2 2 H e j 1 1 H e j 16 D1 75 3 5 5 D2 113 D2 112 7 16 7 2 2 2 2 2 多相滤波抽取结构 杜绝浪费 运算量 30 次乘加 运算速度 7 5G 次乘加 秒 问题 有 2 3 的数据经滤波后因抽取而丢弃 1 11 H e j D11 3 fs 250M 3 fs 250M N11 30 f 12 0 00012 0 5k 14k 5k 125M 3 0 000336 fs 250M 3 0 00004 0 000112 11 3 fs 250M 13 0 0006 0 00168 fs 50M 3 13 13 H e j 11 11 H e j D11 3 D12 5 C11 A11 25M 3 5M 3 5 A12 C12 5 A13 C13 D13 5 13 0 003 0 0084 fs 10M 3 N11 30 N12 49 N13 49 12 12 H e j 17 x n11 y n11 h11 0 Z 1 Z 1 h11 1 h11 29 D11 3 y n12 x n11 y n11 h11 0 Z 3 Z 3 h11 3 h11 27 D11 3 y n12 h11 1 Z 3 Z 3 h11 4 h11 28 h11 2 Z 3 Z 3 h11 5 h11 29 Z 1 Z 1 18 y n12 h11 0 Z 1 Z 1 h11 3 h11 27 3 h11 1 Z 1 Z 1 h11 4 h11 28 h11 2 Z 1 Z 1 h11 5 h11 29 Z 1 Z 1 3 3 x n11 19 运算速度 2 5G 次乘加 秒 注 当注 当 N mD 时 可以通过补零来增大时 可以通过补零来增大 N 使得 使得 N mD 如 如 D 3 N 49 时 将时 将 N 增大为增大为 51 则每相的长度为 则每相的长度为 17 3 高效滤波器 因陋就简 1 半带滤波器 令 ps AC 则采用等波纹的最优解为 e e 1 jj BB HH 令H e j B 为奇数阶 偶对称线性相位 FIR 即 21 BB NMhnhn 则有 1 2 0 0 2 4 6 B n hn n y n12 h11 0 Z 1 Z 1 h11 3 h11 27 h11 1 Z 1 Z 1 h11 4 h11 28 h11 2 Z 1 Z 1 h11 5 h11 29 x n11 20 2 CIC 滤波器 1 01 0 else CIC nD hn 11 1 00 1 1 1 DD nnD CICCIC nn Hzhn zzz z 1 1 1 1 H z z 为积分器 1 D CIC Hzz 为梳状滤波器 滤波器频率响应为 sa 2 e sa 2 j CIC D HD 基于 CIC 的高效结构 特点 只有移位 相加 无乘法 问题 阻带波纹大 阻带抑制比 13 46dB 解决思路 Q 级 CIC 级联 阻带抑制比 13 46QdB 当 Q 5 时为 67dB x n1 D y n2 Z 1 Z D 1 x n1 D y n2 Z 1 Z 1 1 21 多级抽取高效结构为 应用限制 C 即应用于抽取的前级或内插的后级 如 对于 5kHz 的通带 当 fs 250MHz 时 C 0 00004 当 fs 10 3MHz 时 C 0 003 抽取 75 当 fs 10 339MHz 时 C 0 339 又抽取 113 综合示例 D 113 缩减为 D 112 7 2 2 2 2 则其抽取结构为 对于第一级 CIC 滤波器 其 C 0 003 2 7 0 28 对于第二级半带滤波器 其 C 0 021 A 0 979 对于第三级半带滤波器 其 C 0 042 A 0 958 对于第四级半带滤波器 其 C 0 084 A 0 916 对于第五级半带滤波器 其 C 0 168 A 0 832 D Z 1 Z

温馨提示

  • 1. 本站所有资源如无特殊说明,都需要本地电脑安装OFFICE2007和PDF阅读器。图纸软件为CAD,CAXA,PROE,UG,SolidWorks等.压缩文件请下载最新的WinRAR软件解压。
  • 2. 本站的文档不包含任何第三方提供的附件图纸等,如果需要附件,请联系上传者。文件的所有权益归上传用户所有。
  • 3. 本站RAR压缩包中若带图纸,网页内容里面会有图纸预览,若没有图纸预览就没有图纸。
  • 4. 未经权益所有人同意不得将文件中的内容挪作商业或盈利用途。
  • 5. 人人文库网仅提供信息存储空间,仅对用户上传内容的表现方式做保护处理,对用户上传分享的文档内容本身不做任何修改或编辑,并不能对任何下载内容负责。
  • 6. 下载文件中如有侵权或不适当内容,请与我们联系,我们立即纠正。
  • 7. 本站不保证下载资源的准确性、安全性和完整性, 同时也不承担用户因使用这些下载资源对自己和他人造成任何形式的伤害或损失。

评论

0/150

提交评论