多电平逆变器.ppt

1 第4部分 多电平逆变器 2 4 2H桥逆变器 4 3多电平逆变器拓扑结构 4 4基于载波的PWM调制法 4 5阶梯波调制法 4 6应用实例 4 1简介 3 4 1简介 串联H桥逆变器 英文CascadedH Bridge CHB 4 H桥逆变器包括两个桥臂 每个桥壁有两个IGBT串联组成 逆变器直流母线电压固定不变 输出的交流电压可通过PWM方法进行调节 即双极性调制法和单极性调制法 4 2H桥逆变器 5 串联H桥多电平逆变器 由多个单相H桥逆变器 也称为功率单元 组成的 把每个功率单元的交流输出串联连接 来实现中压输出 并减小输出电压的谐波 是中压大功率传动系统中应用最为广泛的逆变器拓扑结构之一 主要有两种方法 基于载波的PWM方法 即移相调制法和移幅调制法 6 Vm 正弦调制波Vcr 三角载波Vg1 Vg3 上部器件S1和S3的门极驱动信号Vg2 Vg4 下部器件S2和S4的门极驱动信号 同一桥臂中 上部器件和下部器件为互补运行方式 一个导通时 另一个必须关断 Vab Van Vbn 双极性调制法 Vab的波形在正负直流电压之间切换 Vabn 第n次谐波电压的有效值 mf 载波比 谐波 以边带频谱形式出现在第mf及其整数倍谐波处 例如2mf 3mf等的两边 阶次高于 低于 mf 2 的电压谐波成分幅值很小 可忽略 1 双极性调制法 7 2 单极性调制法 两个极性相反的正弦调制波 Vm和Vm 它们的幅值和频率相同 相位互差180 两个调制波都与同一个三角波Vcr进行比较 产生两个门信号Vg1和Vg3 分别驱动H桥逆变器上部的两个器件S1和S3 单极性调制法 Vab逆变器输出电压在正半周期中只在0和 Vd之间切换 S3和S2互补 在负半周期 则只在0和 Vd之间切换 S1和S4互补 谐波 以边带频谱形式出现在第2mf及其整数倍谐波处 例如2mf 4mf等的两边 阶次高于 低于 2mf 2 的电压谐波成分幅值很小 可忽略 8 单极性调制法 两个极性相反三角波 Vcr和Vcr 它们的幅值和频率相同 相位互差180 两个三角波都与同一个正弦波Va进行比较 产生两个门信号Vg1和Vg3 分别驱动H桥逆变器上部的两个器件S1和S3 单极性调制法 Vab逆变器输出电压在正半周期中只在0和 Vd之间切换 在负半周期 则只在0和 Vd之间切换 9 串联H桥逆变器采用由多个直流电源分别供电的H桥单元 各单元的输出串联连接输出高交流电压 5电平串联H桥逆变器 结构如下图所示 其中每相有两个H桥单元 分别由电压为E的两个独立直流电源供电 此直流电源可以采用多脉波二极管整流器实现 4 3多电平逆变器拓扑结构 1 直流侧电压相同的串联H桥逆变器 10 5电平串联H桥逆变器结构 11 1 逆变器每相可输出含有5个不同电平的相电压 2 当S11 S21 S12和S22导通时 H桥单元H1和H2的输出都为E 即 VH1 VH2 E 则逆变器输出的相电压Van 例如端点A相对于逆变器中性点N的电压为2E 3 当S31 S41 S32和S42导通时 为 2E 4 其他三个可以输出的电压电平分别为E 0和 E 它们分别对应不同的开关状态组合 NOTE 逆变器输出的相电压Van并不一定和负载相电压Vao相等 其中Vao为负载侧端点A相对于负载的中性点O的电压 工作过程 12 13 结论 某些电压电平可由超过一种的开关状态实现 例如 对于电压E 它可以由四种不同的开关状态实现 这种冗余性的开关状态在多电平逆变器中非常普遍 使开关状态的设计变得很灵活 串联H桥逆变器输出电压的电平数为m 器件数为nSM m 逆变器输出电平数nSM 器件数H H桥逆变器单元数 NOTE 串联H桥逆变器的电平数目总是奇数 14 串联H桥逆变器可完全扩展到任意电平数 下图给出了7电平和9电平逆变器一相的结构 在7电平逆串联H桥逆变器中 每相有3个H桥单元 9电平逆变器中每相有4个H桥单元 15 7电平和9电平串联H桥逆变器一相的结构 16 A5 A4 A3 A2 A1 B1 B2 B3 B4 B6 C1 C2 C3 C4 C5 100 电压输出 VAC VBA VCB A B C 120TYP N o 每相6个功率单元每个功率单元电压为630V输出相电压为630V线电压达6600V A6 C6 B5 13电平串联H桥逆变器结构 17 6KV系列高压变频器结构 36脉冲整流 一体式整流干式隔离变压器 18 3KV高压变频器结构单元串联多电平移相式电压源型逆变器 19 三个单元输出的电压叠加得到一相的电压波形 3300V输出 CELL1单元1 CELL2单元2 CELL3单元3 COMPOSITE合成 dv dt 20 串联H桥逆变器中 不同的功率单元也可由不同电压的直流电源供电 当采用不同电压的直流电源供电时 在每相H桥单元数不变的情况下 逆变器输出的电压电平数目可以增加 结论 当功率单元数目一定时 H桥逆变器通过采用不同的直流侧电压输出电压的电平数目进一步提高成为可能 2 直流侧电压不相同的串联H桥逆变器 21 H桥单元H1和H2的直流电压 E 2E7电平 3E 2E E 0 E 2E 3E H桥单元H1和H2的直流电压 E 3E9电平 4E 3E 2E E 0 E 2E 3E 4E 22 23 4 4基于载波的PWM调制法 多电平逆变器中 基于载波的调制方法可分为两类 移相载波调制 应用多个幅值和频率相同的三角载波与一相正弦波比较 任意两个相邻的三角载波要有相移 移幅载波调制 应用多个幅值和频率相同的三角载波与一相正弦波比较 所有载波垂直排列 三角载波幅值为移相法中1 m 1 24 1 移相载波调制法 M个电平的逆变器调制 调制正弦波 调制信号通常为幅值和频率都可调节的一相正弦波 三相三个 通过调制波和载波比较 可以产生所需要的门 栅 极驱动信号 三角波载波 需要 m 1 个三角载波 所有三角载波均具有相同的频率和幅值 但是任意两个相邻载波的相位要有相移 其值为 7电平逆变器 每相3个功率单元 6个三角载波 相邻三角载波间相差60 9电平逆变器 每相4个功率单元 8个三角载波 相邻三角载波间相差45 13电平逆变器 每相6个功率单元 12个三角载波 相邻三角载波间相差30 19电平逆变器 每相9个功率单元 18个三角载波 相邻三角载波间相差20 结论 25 Vcr1 Vcr2 Vcr3 产生桥上部三个开关器件S11 S12和S13的门极信号 Vcr1 Vcr2 Vcr3 与载波Vcr1 Vcr2 Vcr3分别有180 的相移 分别用来产生H桥单元上部三个开关器件S31 S32和S33的门极信号 所有H桥单元下部开关器件的门极信号 与对应上部器件的门极信号互补 该控制法本质上为单极性调制法 26 2 移幅载波调制法 M个电平的逆变器调制 调制正弦波 调制信号通常为幅值和频率都可调节的一相正弦波 三相三个 通过调制波和载波比较 可以产生所需要的门 栅 极驱动信号 三角波载波 需要 m 1 个三角载波 所有三角载波均具有相同的频率和幅值 所有载波垂直排列 频率调制系数 幅值调制系数 式中 为调制波的峰值 为各三角载波电压的峰值 27 典型的移幅载波调制法 IPD In PhaseDisposition 同相层叠法 所有载波的相位完全相同 APOD AlternativePhaseOppositeDisposition 相邻反相层叠 任意相邻的两个载波相位相反 POD PhaseOppositeDisposition 正负反相层叠 在零参考线以上的所有载波同相位 零参考线以下的所有载波相位也相同 但与零参考线以上的载波反相 三种调制法中 IPD方法效果最好 因为电压谐波小 28 IPD法 APOD法 POD法 29 IPD法工作过程 用来产生单元H1中功率器件Sll和S3l的门极信号 用来产生单元H2中功率器件S12和S32的门极信号 用来产生单元H3中功率器件S13和S33的门极信号 功率器件的平均开关频率为 30 7电平逆变器采用移幅载波调制方法时的仿真波形 逆变器的输出相电压Van由7个电压电平组成 线电压则有13个电平 相电压和线电压中的谐波主要都为以mf为中心的边带谐波 相电压包含有三的整数倍次谐波 如 mf和mf 6 其中mf为主要低次谐波 而这些谐波不会出现在线电压中 线电压的THD仅约为10 8 低于相电压的THD18 6 31 不同调制系数时的谐波情况 线电压的THD 当ma 0 2时 THD 48 8 当ma 0 4时 THD 25 2 当ma 0 6时 THD 17 2 当ma 0 8时 THD 13 1 32 实际运行波形 33 3 移相和移幅载波PWM方法的比较 比较条件 两种方法中的器件开关频率相同ma 0 2时 结果 移相调制法 各H桥单元的输出波形几乎相同 只是有一个比较小的相移而已 所以功率器件具有几乎完全相同的开关频率和导通时间 相电压与移幅法相同 线电压VAB的THD为96 7 移幅调制法 单元H1和H2的输出电压和一直为零 功率器件不动作 H3的开关频率等于载波频率 即3600Hz 相电压与移幅法相同 线电压VAB的THD为48 8 NOTE 为了使所有单元中的功率器件开关频率和导通时间平均分配 各单元的开关方式应该采用一定的循环方法 34 移幅调制法 Vab在E 2E 2E E 之间切换 移相调制法 Vab在0 2E 2E 0 之间切换 35 36 移相和移幅载波调制法的比较表 37 4 5阶梯波调制方法 7电平逆变器三个H桥单元的输出电压 38 当时 相电压可用傅里叶级数表示 式中 n为谐波次数 和为3个独立的开关导通角 为一个H桥单元的最大输出基波电压的峰值 例如H桥单元的导通角0 其输出H1的基波电压峰值即为 3个独立的开关导通角可用来消除Van中的两个谐波 同时满足调制因数的需要 即 式中 为逆变器输出相电压基波含量的峰值H为每相所含H桥功率单元的个数 39 对于一个7电平串联H桥逆变器来说 一般应消除5次和7次谐波 从而有 当ma 0 8时 计算出的3个导通角 结论 阶梯波调制法实现起来非常简单 所有的开关导通角均可离线计算得到 数字实现时 可以通过查表得到 与载波调制法相比 阶梯波调制法中所有开关器件均工作在输出的基波频率 因而可大大减小开关损耗 40 逆变器输出的相电压不包含5次和7次谐波 其THD为12 5 线电压不包含3的整数倍次谐波 比如3次 9次和15次 THD进一步降低 谐波THD分析 41 4 6应用实例 42 ROBICON完美无谐波高压变频器 43 44 45 46 单元结构 47 48 6kV输出电压叠加示意图 6kV产品每相有6个功率单元 每个功率单元输出相电压为630V 最大线电压输出可达6600V 相电压为13电平 线电压多达25电平 输出波形非常接近正弦波 3个功率单元被旁路时的情形 83 功率模块正常 但输出线电压不平衡 A3 A2 A1 B1 B2 B3 B4 B5 C1 C2 C3 C4 C5 VAC VBA VCB A B C 120 TYP N o C6 B6 单元自动旁路系统原理 A3 A2 A1 B1 B2 B3 C1 C2 C3 VAC VBA VCB A B C 120 TYP N o 3个单元故障后采用传统旁路的情形 83 功率单元正常 但仅能得到55 额定输出电压 单元自动旁路系统原理 51 3个功率单元故障后采用中心点漂移技术时的情形 83 功率单元正常时 可以得到86 额定输出电压 89 135 5 135 5 o o o A B C VAC VBA VCB A3 A2 A1 B1 B2 B3 B4 B5 C1 C2 C3 C4 C5 C6 B5 中心点漂移了 单元自动旁路系统原理 52 电机电流 通过人为拔掉通讯光纤产生故障 在故障发生250ms以内变频器自动重新输出电流