CS1611DimmableLEDDesignGuideAN364中文版翻译

1、3.2设计步骤概述CS1610/11 LED驱动IC控制电源转换系统，有两个不同的电源转换阶段。 IC 需要配套的电路，以栅偏压，箝压电路和EMI滤波，来提供一个稳定的状态电源 电路。建议的设计过程概述如下：1。回扫阶段的开始。2。在全功率的最小电源V(BST)的设计时应注意，任何设计都可能需要取舍 不同的运行参数。3。通过验证和设计重复来优化回扫阶段。4。以功率回扫阶段的要求，来决定升压阶段设计。5。无调光模式，启动升压阶段设计。6。确定在升压电感器的峰值电流，Ipk(BST)7。确定一个升压电感L(BST),在定义的范围内，调整开关频率。要考虑到对 EMI的影响。8。在峰值电流额定值下挑选

2、升压FET。9。选择电源组件。10。完成非电源转换电路：ZCD OVP eOTP箝压电路，电荷泵和偏置电路。11。设计EMI滤波器。12。为 PCB布线。在全亮度(满载)点进行反激阶段设计。为了达到最佳的解决方案，设计的过 程可能需要反复几次。尤其是EMI滤波器，是至关重要的，因为只有很小的自由 度来选择能满足以下要求的EMI元件：?符合EMI规范?实现最大的品种，调光器的兼容性?柔和调光，一个调光器来控制一些可变数量的灯具时无频闪3.3反激式阶段设计图2说明了设计的反激式阶段的步骤。图略反激式设计的步骤1。设置升压输出电压，V ( BST2。选择MOSFE要质量标准一致的设计公司。3。 通过

3、V (BST ,FET电压，反射电压和 V来确定变压器匝数比。4。在T3时间，使用额定的开关频率和一个初始评估来确定在全亮度下的时间 TT值5。 用V ( BST， TT ,和V来确定时间T1和T2。6。 用时间T2和TT,匝比n和负载电流来确定峰值初级电流值，I 。7。用I 来确定R()。8。用时间T1计算原边电感。9。满负荷条件下计算反激式增益电阻 R()。确保与昏暗相对的负载线性曲线。10。 用I和占空比来计算初级和次级 RMSfe流11。选择一个输出电容。12。确定回扫变压器的规格。13。确定回扫变压器是否适合设计后的指定形式因素，建造回扫变压器。重复 步骤3至12，直到满足外形标准。

4、14。最终回扫变压器电路的改进设计。15。验证系统是否符合经营条件。7步骤1）选择一个升压输出电压值升压输出电压值，V（BST必须比最大输入AC线电压的峰值更大。最大电压V（BST，V （）应保持尽可能低，以帮助维持在经济约束范围 内FET击穿的需求。V（ BST的确定取决于检测类型的调光器内部参数和变化。在230V的系统中，将感电阻R7, R8和R14和R15设置为1.5MQ, V （BST 约为405V。对于120V 的系统中，每个感电阻 R7, R8和R14和R15设置为750KQ, V （BST 约200V。 在每半个线路周期中，通过充电升压输出电容至其理论值时来约束V（ BST。每半

5、个线路周期结束时，V （BST将下落到最低值，直到在下个半线路周期升压 进程再次启动才会提高。第2步）选择适当的FET确定FET的击穿电压，V（breakdown），反映电压和V 。FET的最大漏电 压，V，按照以下公式1计算。变压器漏感的振荡通常没有足够的能量造成破坏性的雪崩击穿。密切接近FET击穿电压的电压是可以接受的。理想的情况下，V 应与V 有几乎相同的值。因为操控变压器近 50%占 空比会优化变压器的效率。另外，V 应该是远远大于V 以迅速排出变 压器的漏感中储存的能量。受制于成本和性能的FET的击穿电压。必须在分区电压 V ，V 和V 中取得一个妥协方案。第二个妥协方案，由如何将V

6、 划分成V 和一个合理的过冲电压部分来确定，V。由漏感造成的损失是与V 成反比。见 公式2。过冲是一个在V上的短暂情况，要求迅速消散储存在变压器的漏感中的能量。在此期间，初级电流避开传到次级，从负载吸掉能源以加载钳位齐纳（缓冲 器）。图3。FET击穿电压为获得最佳的效率，增加变压器的损耗（创建一个不均匀的占空比）必须平衡漏感减少所造成的损失（通过增加冲放电压）。方程3用于平衡所有供给FET漏极和源的电压）。步骤3）确定的回扫变压器匝数比根据输出电压，V out和V选择一个匝数比，使用 公式4。第4步）选择全亮度的开关频率CS1611的最大开关频率为200kHz。试验结果表明，最佳的性能是在 7

7、5kHz至 120kHz的范围内获得。更高频率允许使用更小的磁性元件，但开关损耗增加。 变压器与开关频率的大小是有限的，需要设计隔离。选择过低的一个完整亮度， 开关频率将冒着损害调光器兼容性的风险，也允许的最小频率下降到可听范围。从全亮度频率，确定（T1 + T2 ）的值，使用 公式（5）。这里T3是变压器谐振周期的1/2总漏极节点的寄生电容与变压器初级电感共鸣。初始数值T3被估计为1 S并且必须最终精度的测量。步骤5）确定反激标称定时T1和T2从反映的电压和匝数比来确定 T1和T2。方程（6 ）确保零直流电压穿过变压 器T1磁化电感。图4显示了在系统设计中使用的开关频率。解决T1和T2使用

8、公式7和公式8：第6步）计算反激式原边峰值电流Ipk（FB） 使用公式9 :这里TT（ FB）=在全亮度的开关周期（满负荷状态下）T1（ FB）=在全亮度的周期T1 （满负荷状态下）第 7 步）计算 Rsense（ R23）计算检测电阻器Rsense （ R23）反激式使用 公式10 :这里R23 = Rsense 在第8步）计算反激式原边电感第9步）计算R（ R17）使用E quation 12 ? ?计算反激式增益电阻RFBGAIN（R17）o这里R17= RFBGAIN在TT （ FB）=在全亮度切换期间的TT （满负荷状态下）T2 （ FB）=期间在全亮度（T2满负荷状态下）第10步）

9、确定线圈的RMSt流确定RMSt流，I,就要正确定义线尺寸。使用公式13计算I:这里T curre nt =电流在线圈的时间T current =初级时的T1T current =次级时的T2TT= T1 + T2 + T3 （见图 4 ）3个因素造成当前的三角形状。第11步）确定输出电容器反激式输出电容，通常是电解电容，必须提供一个低阻抗的开关频率。在使用 电解电容时，是基于其携带的纹波电流的能力，因此提供了很长的使用寿命。一 个电容器，满足纹波电压，温度和寿命的要求，导致电容器的大电容量往往比平 滑负载电流的需求要大。在反激应用，主要由ESR确定输出电解电容两端的电压 纹波，而不是电抗。第

10、12步）反激式变压器规格这一步是变压器设计的第一次重复。由于设计上的限制，下列要求必须满足：?核心必须足够大，以适应线圈。?所需的圈数必须和绝缘材料一起适合骨架。?必须满足变压器绝缘，爬电距离和安全要求。?完成的变压器不能在环境中过热。?磁性和几何约束条件，可能不会计算 c出精确值的Lp和N。一旦完成第一次重复的设计，计算新的Ipk(FB)来保持相同的时间T1，如同早 先使用的Lp的实际价值,见公式14所示。使用Ipk(FB)和N来计算新的T2值，女口公式15所示：第13步)电路调整变压器已被设计和建造后，电路就需要进行调整。使用 公式12重新计R。反激式增益，FB gain，是一个内部的常量

11、，它是由 R编程的。FBgain在反激式算法用于控制开关时间段(TT)。FBgain的范围受限于它具有以下含义：如果FB gain接近1，占空比将是低的，这将导致低反射电压，V。在这种情况下，一个高Ipk( FB)电流需要达到完全的亮度，唯一的好处是降低FET 的击穿电压。如果FBgain的值在2至2.5的范围，贝U V 的范围将在V BST(1.5 V BST )，在占空比是50%和60%之间。此设置将降低Ipk (FB)，要 求较高的FET的击穿电压。T1的持续时间取决于初级电流接近Ipk (FB)所花费的时间，T2的持续时间是 依赖于二次电流达到0所需的时间。为了达到最佳的电源效率，调整

12、开关期间(TT),将在反激式场效应管漏极电压达 valley (见图)后启动一个新的开关 周期。(见图5 )回扫变压器一旦完成，可以调整 R以改变来使TT可以在波valley循环。调整R会稍微改变开关频率。虽然R可以用来控制负载电流，其主要目的是控制 valley (见图)开关范围。据建议调整通过改变初级电流检测电阻的负载电流，R sense，连接到IC的FBSENS引脚，然后用R控制valley (见图)交换。第14步)重新计算R sense反激式初级电流的控制，是通过比较在针FBSENS上穿过的R sense电压和1.4V的内部阈值。为了保证额定 LED电流低于最坏的情况，当LED串达到最

13、大 电压，V BST就处于其最低点，而 R sense则在其最高的公差。调整 R sense 来获得额定LED电流，然后调整R以击中valley (见图)。电路微调的注意事项?超越的R限制将不会对设计上有任何进一步影响。?Rsense和R经常同时调整，以达到所需的工作点。?优化的最终设计将有一个比最初设计的循环略有不同的开关频率变化。?当负载增加或减少10%，则R sense需要减少或增加至少10%。调整R需要负载变化时，使反激式FET为“ON击谐振电压valley。?图6显示了一个典型的具有调光的频率配置图。这是唯一的一个典型。断点 可以根据不同的公差和特定设计移动。在这个点上，全功率和谷开

14、关都接近目标频率。进一步的频率调整是通过改变 回扫变压器初级电感Lp来完成的。核心的间隔是可以改变小电感变化。3.4升压阶段设计升压阶段的设计过程概述如下：1。确定I ()和暂定的I ()电阻值，R2。确定升压电感规格3。计算升压输入和输出电容器升压阶段是在无调光模式下进行设计的，这样其设计参数就有相当程度的自由。 对于在调光模式下工作的升压阶段和最大的品种调光器，设计被限制在较为有 限的参数集。即使在无调光模式，多种运行状态升压阶段，一个专门的公式为 基础的设计也是不切实际。第 15 步）确定 IPK（BST），ISAT 和 RIPK （R13）升压阶段的峰值电流有两种截然不同的值：? I

15、（）关系着输入功率，P。升压电感电流在大部分周期中达到这个值， 影响电感和线电流的RMSfio?I是一个在独立的功率水平的0.6A的恒定值。I 要维持调光器可控硅导通模式。I是一个简短的过程，紧跟在调光器工作后，对 RMSt流和热效应有最小的影响。升压电感必须能携带不饱和的电流 I 。由于三角波，因子3.64占了 2;由于电压正弦形状，一个因子占了 1.41 ; 一个 因子占了 1.29是由模拟计算线电流包络谱得出的。按照下列条件规则，电流包络谱剖面，在一个阶梯式下，近似于正弦波：?如果V 60V,然后I （）等于0?如果V 60V并且位相 20那么升压电感器的峰值电流等于 0.75 I （）

16、 ?如果45 位相135。并且V V那么电感峰值电流等于I （）?如果45 位相135。并且V V那么电感电流峰值等于0.75 I （）?如果V 60V或位相 160。，那么I （）等于0当电流等于位于45和135之间的中央部分的I （），升压输出电压V 受 时间控制。图7显示了无电感峰值电流包络和调光模式中额定电压下的交流线路电流波形 AC线电流不按照电感峰值电流包络，因为电路在CRM和 DCMF运作。EMI滤波器平滑后不断变化的的平均值，造成整个 AC线阶段的开关频率和占空比周期的 变化。一旦I （）被确定，R 就必须计算。I （）为内部驱动电流片设置的信号 源的最大价值，这个最大值与I

17、（）相等。见公式20。在调整电路，在CV模式下连接电子负载用于测试和钳位保护。设置电子负载， 为了 230V系统使升压输出电压为425V或为了 120V系统设置为215V。测量开关频率在固定电压 V 。调整I （）在中期电压中获得所需的波形， 如方程7所示。第16步）升压电感规格CS1610/11控制I （）并保持在CRM升压阶段作业。升压电感L 仅控制平 均开关频率。瞬时频率的变化，以满足调节器利用的 I （），和CRM / DCMI 法利用的占空比。升压电感应设计为在3000Gauss下的600毫安。对于一个给定的输入电压设计， L P的产品是恒定的。选择 图8所示的频率范围来找到相应的L

18、 P产 品，并以P来区分产品来获得L 。在不超过75KHZ的情况下，频率范围内应尽可能高。这一战略将保持基波和二次 谐波低于150kHz的EMI要求的。在大多数低功耗设计，升压电感器的峰值电流I （）比RMSfi高得多。当的 电流等于600毫安的时，指定升压电感器的核心将达到 3000Gauss为防止失控，设置人工负载来使恒定电压达到额定的 V ,然后调整R的值获得额定升压输 出电流，I。在高电流区域45至90 AC相位角范围测量开关频率。调整电感值，以确定所 需的频率。电感值的调整通过改变间隔。越来越多的间隔始终是安全的，但减少 间隔可能得到饱和的核心。如果电感差距的变化大于20%，这可能有

19、利于重新设计的升压电感。第17步）确定升压输出电容升压级输出电容也是反激阶段的输入电容。确定升压输出电容的大小使用以下 几点：?对于一个120V线路输入系统，电容的输入功率 C42卩F/瓦?对于230V线路输入系统，电容的输入功率 C40.5 F/瓦适当的电容大小需要确保以下调光算法正确执行：?正确的过渡CCM为CRM?没有错误的CCM事件?CCMT作时无后沿调光器?CCM不在无调光模式下工作?升压和反激式阶段的环路稳定性图&开关频率与电源第18步）确定升压输入电容要得到广泛的调光器兼容，升压输入电容应尽量减少。大输入电容影响调光器 妥善维持电流控制器的能力，并可能引起振荡。电容器不应连接到桥

20、式整流的 AC线路侧。在多灯配置中，加入 AC线侧电容会改变调光器作用并转移的调光曲 线。桥后的过度电容（C1）会产生电流尖峰，可能会引入振荡。振荡会导致可控硅 过早地打开它的开关。3.5完成设计第19步）选择功率器件增加20%的V 可以估计出升压FET和二极管D1的额定电压。为安全和防止在 异常或短暂条件下损坏部件，20%一个标准限度。低电压等级可使用，但需要足 够的必要测试以确保正常运作。交流输入电压为230VAC或 120VAC V 分别为405V或200V。击穿电压对于FET和升压二极管都1.2 V。升压二极管的超快恢复时间必须不大于50ns并占额定直流电流比，见计算使用的公式19。第

21、20步）偏置电路偏置电路是使用组件C2, C8, C12, R4, D4, D7,和Z1 （见第4页图1 ）。交 流电源首次应用时，电流流过电容 C2为电容C8充电，并由偏置升压晶体管 Q2 进行传导。一旦偏置电路变为“ ON升压晶体管Q2电流通过二极管D6作用于 弓I脚VDD最初的供应电流I通过晶体管Q2流到电容C10和C6齐纳二极管Z1的限制电容器C8的充电。初始电源电压 V应用于引脚VDD由公式21定义。电阻R4限制在电容C2的电流。一旦应用于引脚 VDD的电压超过UVLO电压， CS1610/11开始运作，并在升压电感L3辅助绕组下出现电压。晶体管Q2为ON时，电容C9二极管D5到引脚

22、GND充电。当晶体管Q2关闭，电 容C9重新用二极管D5为电容C6充电。由于电压发展穿过电容 C6并超过V ,晶体管Q1为“ON，二极管D6反向偏压。启动后，晶体管Q1为正常运行时所 需更大的大电流的驱动供应 V。 见公式22。公式22中的不平等现象表明，启动后的 D6是后偏置的。第21步）零电流检测CS1610/11使用零电流检测（ZCD，以尽量减少开关损耗。FET上的谐振电压 在最低点（见图5），ZCD算法系统被设计为开启FEE valley开关减少CV的 功率损耗与改为使用FET本身的电容充电相联系。开启升压 FET Q2和反激式场 FET Q4采取类似的做法。针BSTAUX和FBAUX

23、旨在分别监测升压电感L3和回扫 变压器T1的辅助绕组的谐振电压。反激式 ZCD和升压ZCD的功能完全相同。如步骤20,升压电感L3的辅助绕组也用来驱动电荷泵来产生电压源 V 。建 议为升压ZCD使用升压辅助绕组。回扫变压器 T1辅助绕组监测输出过压和ZCD 功能。辅助绕组匝数比必须设计在正常条件下产生 22 V的峰-峰值。L3的匝数 比计算使用公式23BSTAUX+和FBAUXH脚电流必须加以限制为小于 1mA 一系列至少小于22K的 电阻必须用来限制电流。第22步）过压保护输出开路保护和输出过压保护（OVP，通过监测回扫变压器辅助绕组的输出电 压来实现的。在开关时间T2,电压穿过回扫变压器T

24、1辅助绕组是输出电压使用 匝数比关系的典型。反激辅助绕组电压应用于的 FBAUXH脚。如果针FBAUXt压 超过临界值1.25V的（V ），故障情况发生。IC的输出被禁用，控制器试 图在一秒钟后重新启动。由于反激辅助绕组没有电源 V ，辅助绕组电路设计有较少限制。反激式辅助 输出电压10V到20V的期间，开关阶段的T2是适当的。 “当过压故障发生时所需的负载，反激辅助绕组和FBAUX十之间的电阻分压器的大 小必须能产生1.25V。针的FBAUX!流必须限制小于1mA第23步）外部过热保护外部过热保护（eOTP引脚使用负温度系数（NTC热敏电阻实现过热保护。eOTP 上引脚总电阻值转换为8-位数

25、字的代码（这给出了一个指示温度）使用数字反 馈回路，调整电流（I）进入的NTC和串联电阻（R ），以保持恒定的参考电压1.25V （ V）。图9说明连接时，可选NTC温度传感器的eOTP电路的功能框图。电流I从一个8位的控制电流源产生80 A的满量程电流。见 公式24 :当环路处于平衡状态，eOTF引脚上的电压波动约至 V（）。 数字“代码”由ADC俞出用来产生I。在正常工作模式下，I电流在每第七个半线周期由一个单一的土 LSB等级更新一次。见 公式25 :这种电阻值ADC的跟踪范围大约是15.5K到4M。该系列电阻R用于调整NTC 电阻属于该ADC跟踪范围，以便使整个8位动态范围使用ADC

26、一个14K （公 差1%）的串联电阻，当100K的NTC在数据4334使用时，要求在eOTP跟踪 范围允许测量高达130 C eOTP跟踪电路设计为外部电容高达 470pF时可以准 确运作。较高的8位代码输出反映较低的电阻值，因此外部温度更高。ADC输出代码进行筛选，以抑制噪声和比较对应的参考代码 125/130 G如果 温度超过这个临界值，芯片进入过热状态，并停止工作。这不是一个锁定保护状 态，ADCS不断跟踪，以便在这种状态下的温度，一旦温度低于 110 C,就清除 故障状态。如果外部过热保护不启动热敏电阻，连接GND勺eOTP引脚使用50K 到500K的电阻会禁用eOTP功能。当退出复位

27、，芯片进入启动，ADC（5mS快速跟踪外部温度，升压和第二阶段 供电前，检查是否低于110C的参考代码。如果此检查失败，芯片将等待，直 到条件变为初始化其余部分的系统前。如果温度超过95C，对于外部过热保护，第二低通滤波器 2秒过滤ADC俞出， 并用它来缩小系统内部昏暗的水平（因此LED的电流为I ）（参见图10。此过滤器用持续的大量时间，以确保昏暗的缩放不会自动发生， 不明显的（抑制 杂散的短期脉冲干扰）。当RNT&6.3K （假设串联电阻公差值为14K 1% ） I 开始减少，这时100K NTC（ 100K在25 C）的对应温度为95 Co直到NTC 值达到2.5K（125C）, I 才

28、开始缩放。CS1610/11使用此计算值来缩放输出的LED电流，I ，如图10所示。超过这个温度，IC就关闭。如果外部过热 保护功能不必需，连接连接到GND勺eOTP引脚，用一个50K到500K的电阻来 禁用eOTP功能。第24步）钳位电路为了保持调光器工作，防止失火，调光器需要为负载提供最低功率。这个功率在230V和120V可控硅调光器上是2W左右。在低昏暗的角度（W 90），因为 轻负载时昏暗的映射，输出阶段这个多余的功率不能转换成光。 V可以超越初 级侧的散装电容器C4的安全工作电压。通过启动晶体管 Q3钳位电路排出电容 C4的过剩电荷，将电荷散到负载电阻R6和R16,钳位负载电阻R6和

29、R16必须都 是2K 2W电阻（230V系统）；500 2W电阻（120V系统）。第25步）EMI滤波器的设计CS1610/11开关频率可能导致EMI滤波器的共振，所以仔细设计很重要。共振 会导致不必要的噪声，振动，冲击功率因数。LC滤波器的共振频率必须小于升压阶段的最小开关频率的1/10。各种调光器的调光都不同。所有调光器对大电 容或电感的沉重的EMI滤波器的存在是敏感。电容 C1不应超过10nF。整流器上 电容在交流侧应避免。整流桥的直接输出电容应尽量减少，以获得调光器的最佳兼容性。EMI滤波器和调光器的电抗构成一个复杂的反应网络以得到最小的阻尼。因为 调光器启动时的激活和升压阶段的传导，

30、 这种被动的网络会振荡。如果调光器可 控硅中的电流反向，可控硅将打开，扰乱了调光器的计时，就会导致在闪烁。出 于这个原因，分配给EMI元件的值会被严格限制。步骤26）布线以任何电源为基础的布线：?保持电源走线尽可能短。?如果可能的话，走线远离电源元件和轨迹。保持敏感的常规（所有电感输入）远离高dv / dt ，如FET漏极，FET栅极驱动和辅助绕组。?隔离控制电源和GND接地。-所有的控制部件必须接地到 SGND-单一厚必须连接SGND到 GND然后扩展到短期的反激式电流检测电阻 R21。-升压输出电容C4和电阻R21之间的连接必须是短的。?CS1610/11到SGND在VDD引I脚直接去耦电

31、容。?运行检测线路，尤其是电流检测，应远离电源携带高dV / dt特点的痕迹（快 速上升/下降时间），如集电器和晶体管 Q2 Q3和Q4的损耗或辅助绕组或源极 引脚。?进一步的细节在应用说明 AN346的CS150X和CS160x的PCB布线指南上。4设计实例Cirrus Logic CRD1611-8W参考的设计是用于设计例子的。所需的运行参数分析过程如下表所述。4.1反激式设计步骤步骤1）选择一个升压输出电压值CRD1611-8W是 230V的参考设计。升压输出电压， V ，额定是405V。第2步）选择适当的场效应管使用公式3计算最大升压输出电压 V （）o CS1611限制升压输出电压+

32、10%。最大升压输出电压，V （），用公式27计算：使用300V齐纳管作为钳驱动装置最大钳位电压 V 为315V （+5%容差），留 下40V的V 给800V的FET分区V 到V使用分析方法，（V-V ）要求假设开关上的细节。建议V选择等于V 的70%。电压V 被设定为220V,留下80V冲漏感作为能量消耗。实际过冲范围从 65V到95V,根据钳位齐纳公差。见 公式 28 :步骤3）确定的回扫变压器匝数比根据所需的输出电压V 和V，选择一个反激变压器T1的匝数比。满电流加在整流二极管的正向电压 V下，输出电压V 是最大的LED串的正向电压。 用公式4,计算公式29:第4步）选择全亮度的开关频率

33、全功率下，回扫阶段在山谷交换模式下工作。另外一个小的过渡时间T3导致延 长时间TT和设计频率略有减少。频率减少对设计的影响可以忽略不计，但需要 T1, T2和TT在全亮度下计算正确的时间。最佳折衷的开关频率为达到变压器的尺寸和效率之间的85kHz。为了适应谷底开关，T3设置到大约一半反激电感共振的谐振期，同时也要考虑 到与FET的漏极节点相关联的所有电容。设置 T3的1 s是一个可以接受的起始 值。一旦系统建立，就可以细化验证设计。使用公式5,算出（T1 + T2 ）:步骤5）确定反激额定定时T1和T2使用公式7计算T1:使用公式8计算T2:第6步）计算反激式原边峰值电流为了传送恒定的功率，当

34、V 最小时I是最大的。使用 公式9计算I :虽然I算出等于0.131A，回扫变压器规定I = 0.15A以保证与饱和的界限。第 7 步）计算 RSense（R23）CS1611电流检测临界值设定为1.4V。感应电阻两端的压降R 必须等于1.4V, 此时的最大电流0.15A流入电阻R 。使用公式10来计算R （ ） o选择一个10Q的标准值，将确保对电阻容差的界限。为了防止比较器的误触发， 引脚FBSENS内部有550ns的空白时间。为了减少开关尖峰，这是由。建议增加 一个额外的跟在100pF电容后的使用1K电阻的R-C滤波电路。第8步）计算反激式原边电感使用 公式11和公式33里最小的I计算初

35、级电感：第9步）计算RFBGAI（ R17使用公式12,计算R （）: 这里TTfb = 12.5 sT2fb = 7.45 s第10步）确定线圈的RMSt流使用 公式13计算变压器T1初级RMS电流：使用 公式13计算变压器T1次级RMS电流：第11步）确定输出电容器输出电容C5纹波电流，IRipple （ RMS是变压器T1的次级电流和直流负载电 流之间的矢量差。见 公式39。第12步）反激式变压器规格回扫变压器T1的规格，现在可以编译，使供应商能够设计内部大小和成本的限 制。参数值输出直流电源6.6W变换器拓扑CRM的回扫开关频率80KHZ初级电感11.3 MH10%峰值初级电流0.15

36、A初级RMS电流43毫安匝数比NP / NS14.3次级电压15.4V次级RMS电流0.85A初级漏感 2,500 V第13步）电路调整现在的变压器已定义和建造的，它可能需要进行调整。欲了解更多信息，请参 阅第11页上的电路调整。第14步）重新计算RSense验证系统是否符合运行条件。这可能需要调整元件如R 和R 。有关详细 信息，请参阅第11页上的重新计算RSensa4.2升压级设计步骤第 15 步）确定 IPK（ BST，ISAT 和 RIPK（ R13）使用公式19,计算I :使用公式20，计算R :第16步）升压电感规格见第11页上的 图8升压电感规格。选择一个最大开关频率110kHz找到与230V 最大开关曲线的交点，并获得相应的功率。50瓦MH Pin L ，是这个频率和电压。除以输入功率，获得电感值。升压电感RMSt流，I，取决于交流线路RMSI流，三角形状和阶梯状包络。作为第一个近似值，考虑电感 RMSt流等于AC线路RMSt流的1.25倍。 计算辅助绕组匝数比用公式44。总之，电感规格：?初级电感=10.4mH?饱和电流=0.6A 3000Gauss?RMSt流=44毫安?匝数比18.4:1第17步）确定升压输出电容用回扫变压器的90%的效率，升压级输出功率，P ，确定使用 公式45。230V设计，