同步整流电路分析

1、同步整流电路分析一、传统二极管整流电路面临的问题近年来，电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工 作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。开关电源的损耗主要由 3 部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端 整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整 流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD或超快恢复二极管（SRD可达1.01.2V, 即使采用低压降的肖特基二极管（SBD，也会产生大约0.6V的压降，这就导致整流损耗 增大，电源效率降低。举例说明，目前笔记本电脑普遍采用 3.3V甚至1.8V或1.5V

2、的供电电压，所消耗的电 流可达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50%。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18%40%） P。，占电源总损耗的60%以 上。因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体 积的需要，成为制约DCZ DC变换器提高效率的瓶颈。二、同步整流的基本电路结构同步整流是采用通态电阻极低的专用功率 MOSFET来取代整流二极管以降低整流损耗 的一项新技术。它能大大提高DC/DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的 死区电压。功率MOSFE属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率

3、 MOSFE做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能， 故称之为同步整流。1、基本的变压器抽头方式双端自激、隔离式降压同步整流电路2、单端自激、隔离式降压同步整流电路图 1 单端降压式同步整流器的基本原理图基本原理如图1所示，V及V2为功率MOSFET在次级电压的正半周，Vi导通，V2关断,Vi起整流作用；在次级电压的负半周，Vi关断，V2导通，V2起到续流作用。同步整流电路的 功率损耗主要包括 Vi及V的导通损耗及栅极驱动损耗。当开关频率低于 1MHZ寸，导通损 耗占主导地位；开关频率高于 1MHZ寸，以栅极驱动损耗为主。3、半桥他激、倍流式同步整流电路图 2

4、单端降压式同步整流器的基本原理图该电路的基本特点是：1）变压器副边只需一个绕组，与中间抽头结构相比较，它的副边绕组数只有中间抽头 结构的一半，所以损耗在副边的功率相对较小；2）输出有两个滤波电感，两个滤波电感上的电流相加后得到输出负载电流，而这两个电感上的电流纹波有相互抵消的作用，所以，最终得到了很小的输出电流纹波；3）流过每个滤波电感的平均电流只有输出电流的一半，与中间抽头结构相比较，在输 出滤波电感上的损耗明显减小了；4） 较少的大电流连接线（ high current inter-connection），在倍流整流拓扑中， 它的副边大电流连接线只有 2路，而在中间抽头的拓扑中有 3路；5

5、）动态响应很好。它唯一的缺点就是需要两个输出滤波电感，在体积上相对要大些。但是，有一种叫集 成磁( integrated magnetic )的方法，可以将它的两个输出滤波电感和变压器都集成到同 一个磁芯内，这样可以大大地减小变换器的体积。三、电路实例分析16.5W同步整流式DC/DC电源变换器的设计下面介绍一种正激、隔离式16.5WD/DC电源变换器，它采用DP/V Switch系列单片 开关式稳压器DPA424R直流输入电压范围是3675V,输出电压为3.3V，输出电流为5A, 输出功率为16.5W。采用400kHz同步整流技术，大大降低了整流器的损耗。当直流输入电 压为48V时，电源效率

6、n =87%。变换器具有完善的保护功能，包括过电压/欠电压保护， 输出过载保护，开环故障检测，过热保护，自动重启动功能、能限制峰值电流和峰值电压 以避免输出过冲。由DPA424R勾成的16.5W同步整流式DC/DC电源变换器的电路如图6所示。与分立元 器件构成的电源变换器相比，可大大简化电路设计。由C、L1和C2构成输入端的电磁干扰(EMI)滤波器，可滤除由电网引入的电磁干扰。R用来设定欠电压值(UUv)及过电压值(UO0， 取 R=619kQ 时，UU=619kQX 50 卩 A+ 2.35V=33.3V，LO=619kQX 135卩 A+ 2.5V=86.0V。 当输入电压过高时R还能线性

7、地减小最大占空比，防止磁饱和。Rs为极限电流设定电阻，取R=11.1k Q时，所设定的漏极极限电流I limit=0.6Ilimit=0.6 X 2.50A=1.5A。电路中的稳 压管 VDZ1 ( SMBJ15)0 对漏极电压起箝位作用，能确保高频变压器磁复位。图6 16.5W同步整流式DC/DC电源变换器的电路该电源采用漏源通态电阻极低的SI4800型功率MOSFE做整流管，其最大漏源电压UDs(max=30V,最大栅源电压UGs(max=20V,最大漏极电流为9A (25C)或7A (70C), 峰值漏极电流可达40A,最大功耗为2.5W（25C）或1.6W（70C）。SI4800的导通

8、时间t on=13 ns （包含导通延迟时间t d（oN=6 ns,上升时间t r=7 ns）,关断时间t off=34 ns （包含关断 延迟时间td（oFF）=23 ns,下降时间t f=11 ns）,跨导gFS=19S工作温度范围是55+ 150C。 SI4800内部有一只续流二极管VD反极性地并联在漏源极之间（负极接 D,正极接S）, 能对MOSFE功率管起到保护作用。VD的反向恢复时间t rr =25ns。功率MOSFE与双极型晶体管不同，它的栅极电容Cgs较大，在导通之前首先要对CGs进行充电，仅当Cgs上的电压超过栅一源开启电压 UGs（th）:时，MOSFE才开始导通。对SI4

9、800 而言，UGs（th） 0.8V。为了保证MOSFE导通，用来对Cgs充电的UGs要比额定值高一些，而且 等效栅极电容也比CGs高出许多倍。SI4800的栅一源电压（UGs）与总栅极电荷（Q）的关系曲线如图7所示。由图7可知QG=QGS+ QGD+ QOD（ 1 ）式中：Qs为栅一源极电荷；Qd为栅一漏极电荷，亦称米勒（Miller ）电容上的电荷；Qd为米勒电容充满后的过充电荷。图7 SI4800的UGs与 Q的关系曲线当U=5V时，Qf2.7nC, Q=5nC, Qd=4.1 nC,代入式（1）中不难算出，总栅极电荷QG=11.8nC。等效栅极电容Cei等于总栅极电荷除以栅一源电压，

10、即CEI=QGUGS ( 2)将Q=11.8nC及UG=5V代入式（2）中，可计算出等效栅极电容 Q=2.36nF。需要指出, 等效栅极电容远大于实际的栅极电容（即 QiCGs），因此，应按Cei来计算在规定时间内导 通所需要的栅极峰值驱动电流Ig（pk。Ig（pk等于总栅极电荷除以导通时间，即I G=QG t ON（ 3）将Q=11.8nC，toN=13ns代入式（3）中，可计算出导通时所需的I g（pk）=0.91A。同步整流管V2由次级电压来驱动，R2为V的栅极负载。同步续流管 V直接由高频变压 器的复位电压来驱动，并且仅在 V2截止时V1才工作。当肖特基二极管VD截止时，有一部 分能量

11、存储在共模扼流圈L2上。当高频变压器完成复位时，VD续流导通，L2中的电能就通 过VD继续给负载供电，维持输出电压不变。辅助绕组的输出经过VD和C4整流滤波后，给光耦合器中的接收管提供偏置电压。C5为控制端的旁路电容。上电启动和自动重启动的时 间由 C6 决定。输出电压经过Ro和R11分压后，与可调式精密并联稳压器LM431中的2.50V基准电压进 行比较，产生误差电压，再通过光耦合器 PC357去控制DPA424R勺占空比，对输出电压进 行调节。R、VD和G构成软启动电路，可避免在刚接通电源时输出电压发生过冲现象。刚 上电时，由于C3两端的电压不能突变，使得 LM431不工作。随着整流滤波器

12、输出电压的升 高并通过Rz给C3充电，G上的电压不断升高，LM431才转入正常工作状态。在软启动过程 中，输出电压是缓慢升高的，最终达到3.3V的稳定值。四、用于同步整流的功率MOSFE最新进展为满足高频、大容量同步整流电路的需要，近年来一些专用功率MOSFE不断问世，典型产品有FAIRCHILD公司生产的NDS841C型N沟道功率 MOSFET其通态电阻为0.015 Q。 Philips 公司生产的SI4800型功率MOSFE是采用TrenchMOb技术制成的，其通、断状态可用逻辑电平来控制，漏源极通态电阻仅为0.0155 Qo IR公司生产的IRL3102 (20V/61A)、IRL220

13、3S(30V/ 116A、IRL3803S (30V/ 100A)型功率 MOSFET它们的通态电阻分别为0.013 Q、0.007 Q和0.006 Q,在通过20A电流时的导通压降还不到 0.3V。这些 专用功率MOSFE的输入阻抗高，开关时间短，现已成为设计低电压、大电流功率变换器的 首选整流器件。最近，国外IC厂家还开发出同步整流集成电路(SRIC)。例如，IR公司最近推出的IR1176就是一种专门用于驱动 N沟道功率MOSFE的高速CMO控制器。IR1176可不依赖于 初级侧拓扑而单独运行，并且不需要增加有源箝位( active clamp )、栅极驱动补偿等复 杂电路。IR1176适用于输出电压在5V以下的大电流DC/DC变换器中的同步整流器，能大 大简化并改善宽带网服务器中隔离式 DC/DC变换器的设计。IR1176配上IRF7822型功率 MOSFET可提