正激式开关电源的设计讲解

1、7-3 正激式开关电源的设计 中山市技师学院 葛中海 由于 反激式 开关电源中的开关变压器起到 储能电感 的作用，因此反激式开关变压器类似于电 感的设计， 但需注意防止 磁饱和 的问题。 反激式在 20100W的小功率开关电源方面比较有优势， 因其电路简单， 控制也比较容易。 而 正激式 开关电源中的高频变压器 只起到传输能量 的作用， 其 开关变压器可按正常的变压器设计方法，但需考虑 磁复位、同步整流 等问题。正激式适合 50 250W 之低压、大电流的开关电源。这是二者的重要区别！ 7.3.1 技术指标 正激式开关电源的技术指标见 表 7-7 所示。 表 7-7 正激式开关电源的技术指标

2、项目 参数 输入电压 单相交流 220V 输入电压变动范围 160Vac 235Vac 输入频率 50Hz 输出电压 VO=5.5V20A 输出功率 110W 7.3.2 工作频率的确定 工作频率对电源体积以及特性影响很大， 必须很好选择。 工作频率高时， 开关变压器和输出 滤波器可小型化，过渡响应速度快。但主开关元件的热损耗增大、噪声大，而且集成控制器、主 开关元件、输出二极管、输出电容及变压器的磁芯、还有电路设计等受到限制。 这里基本工作频率 f0 选 200kHz，则 11 T3 =5s f0 200 103 式中， T 为周期， f0 为基本工作频率。 7.3.3 最大导通时间的确定

3、对于正向激励开关电源， D 选为 40%45%较为适宜。最大导通时间 tON max 为 tON max =T Dmax（ 7-24） Dmax 是设计电路时的一个重要参数， 它对主开关元件、 输出二极管的耐压与输出保持时间、 变压器以及和输出滤波器的大小、 转换效率等都有很大影响。 此处，选Dmax =45%。由式（ 7-24）， 则有 电压 VO 更小。 图 7-26 “等积变形”示意图 根据 式（ 7-25），次级最低输出电压 V2min 为 V2min VO VL VF T tON max 5.5 0.3 0.5 5=14V 2.25 式中， VF 取 0.5V（肖特基二极管） ，VL

4、取 0.3V。 2变压器匝比的计算 正激式 开关电源中的开关变压器 只起到传输能量 的作用， 是真正意义上的变压器， 绕组的匝比 N 为 N= VI V2 根据交流输入电压的变动范围160V 235V ，则VI =200V 350V ， VIm in =200V ， N = VIm in = 200 14.3 V2min 14 把式（ 7-25）、（ 7-25） 整合，则变压器的匝比 N 为 VIm in Dmax N= VO VL VF 7.3.5 变压器次级输出电压的计算 变压器初级的匝数 N1与最大工作磁通密度 Bm （高斯）之间的关系为 VImin max Bm S 104 初、次级

5、（ 7-26） 所以有 （ 7-27） （ 7-28） 式中， S 为磁芯的有效截面积（ mm2）， Bm 为最大工作磁通密度。 输出功率与磁芯的尺寸之间关系，见 表 2-3 所示。根据 表 2-3 粗略计算变压器有关参数，磁 芯选 EI-28，其有效截面积 S 约为 85mm2，磁芯材料相当于 TDK 的 H7C4，最大工作磁通密度 Bm 可由 图 7-27 查出。 实际使用时，磁芯温度约为 100，需要确保 Bm为线性范围，因此 Bm在 3000 高斯以下。 但正向激励开关电源是单向励磁， 频率而改变。此处，工作频率为 设计时需要减小剩磁 （ 磁复位 ）剩磁随磁芯温度以及工作 200kHz

6、 ，则剩磁约减为 1000 高斯，即磁通密度的线性变化范围 Bm为 2000高斯。 根据 式（ 7-28），得 Imin tON max N1 =Bm S 4 104 200 2.25 104 26.5 匝，取整数 27匝。 2000 85 因此，变压器次级的匝数 N2为 N2=N1/ N = N1=27/14.3=1.9 匝，取整数 2 匝。 当N =N1/N2=27/2=13.5。根据式（7-27），计算最大占空比 Dmax为 200 D = VO VF VL N = 5.5 0.5 0.3 13.5 42.5% VImin 输出电压正常，开关电源的最大占空比 也就是说，选定变压器初、次级

7、绕组分别为 27和 2匝，为了满足最低输入电压时还能保证 Dmax 约为 42.5%，开关管的最大导通时间tON max 约为 2.1s。下面有关参数的计算以校正后的Dmax （=42.5% ）和tON max （ =2.1s）。同时，由 式（7-26） 计算的输出最低电压 V2min 约为 14.8V 。 7.3.6 变压器次级输出电压的计算 1计算扼流圈的电感量 流经输出扼流圈的电流IL 如图 7-28 所示，则 IL 为 式中， L 为输出扼流圈的电感（ IL= V2minVFVO H）。 tON max 7-29) 这里选 IL 为输出电流 I O （ =20A ）的 10%30%，从

8、扼流圈的外形尺寸、成本、过程响应 等方面考虑，此值比较适宜。 因此，按IL为IO的 20%进行计算。 IL =IO 0.2=20 0.2=4A 由 式（ 7-29 ），求得 14.8 0.5 5.5 IL =2.14.6H L4 如此，采用电感量为 4.6H，流过平均电流为 20A 的扼流圈。 若把变压器次级的输出电压与电流波形合并在一起，如图 7-29 所示。在 tON 期间， V2为幅 度 14.8V 的正脉冲， VD 1 导通期间扼流圈电流线性上升，电感励磁、磁通量增大；在tOFF 期间， V2为幅度 V1/N 的负脉冲（ 具体分析见下文 ），VD 1截止、 VD 2导通，扼流圈电流线性

9、下降，电 感消磁，磁通量减小。输出给负载的平均电流IO 为 20A 。稳态时，扼流圈的磁通增大量等于减 小量。 2计算输出电容的电容量 输出电容大小主要由输出纹波电压抑制为几 mV 而确定。 输出纹波电压 Ir 由 IL 以及输出 电容的等效串联电阻 ESR确定，但输出纹波一般为输出电压的0.3% 0.5%。 I = 0.30.5 VO = 0.3 0.5 5 =1525mV 7-30) Ir =1525mV r 100 100 又 7-31) Ir = I L ESR 由 式（ 7-31），求得 Ir 15 25 ESR= r =3.75 6.25m I L4 即工作频率为 200kHz时，

10、需要选用 ESR值 6.25m以下的电容。适用于高频可查电容技术 资料，例如，用 8200F/10V的电容，其 ESR值为 31m，可选 6 个这样的电容并联。另外，需 要注意低温时 ESR 值变大。 流经电容的纹波电流 IC 2rms为 IL4 I C2rms =L = 1.16A（ 7-32 ） C2rms 2 3 2 3 因此，每一个电容的纹波电流约为0.2A ，因为这里有 6 个电容并联。此外，选用电容时还 等效串联电阻 ”。ESR 的出现导致电容的 要考虑到负载的变化、电流变化范围、电流上升下降时间、输出扼流圈的电感量，使电压稳定的 环路的增益等，它们可能使电容特性改变。 ESR，是

11、 Equivalent Series Resistance 三个单词的缩写，翻译过来就是 行为背离了原始的定义。 ESR是等效 “串联”电阻，意味着将两个电容串联会增大这个数值，而并联则会减少之 7.3.7 恢复电路设计 1计算恢复绕组的匝数 恢复电路如 图 7-30 所示。 VT 1导通期间变压器 T1的磁通量增大， T 1蓄积能量； VT 1截止期 间释放蓄积的能量，磁通返回到剩磁。 图 7-30 恢复电路（ VT 1 截止时） 电路中 T1 上绕有恢复绕组 N3，因此 VT1 截止期间，原来蓄积在变压器中的能量通过VD4 反馈到输入侧（ CI 暂存）。由于 VT 1 截止期间，恢复绕组

12、N3两端的自感电压限制为输入电压 VI 的数值，惟其如此， VD4 才能把存储在 N3中的磁场能转化为电场能反馈到输入侧。这时变压器 初级感应电压为 N1 VI V1= N1N3VI（7-33） 式中， V1是N1的感应电压， 极性为上负下正； VI 是N3的自感电压， 极性也是上负下正 （等 于电源电压） 。 若主开关元件的耐压为 800V，使用率为 85%，即 V1 V Imax 800 0.85=680V 。 V1 680-350=330V 由 式（ 7-33），求得 N V 27 350 N3 N1 V Im ax =27 350 28.6匝，取整数 29匝。 3V1330 2计算 R

13、CD 吸收电路的电阻与电容 VT 1导通期间储存在 T 1中的能量为 式中， L1 为变压器初级的电感量。 =VI2Lt1ON 7-34) VT 1 截止期间，初级感应电压使 VD3 导通，磁场能转化为电场能，在 R1 上以热量形式消耗 掉。 R1 中消耗的热量为 E2= V12 T R1 7-35) 因为 E1 = E2 ，联立 式（ 7-34）、（ 7-35），整理得 7-36) V1 = 2LR11T VI tON 因为输入电压最高 V Im ax时开关管导通时间 tON min 最短，把上式中的 VI换成V Im ax ，tON换成 tON min ，加在 VT 1上的最大峰值电压 V

14、dsp为 Vdsp =V Im ax +V1 =V Im ax R1 tON min 2L1TON min 7-37) 由此，求得 R1 为 R1=2 Vdsp1 VIm ax L1T tO2N min 7-38) 200 1.2s 350 又，当输入电压 V Im ax 时， tON min 为 tON min =tON maxV=2.1 VIm ax 式（ 7-38）中，初级的电感量 L1 是未知数，下面求解。 Al-Value 值由磁芯的产品目录提供。 EI（E） -28，H7C4 的 A1-Value 值为 5950，则 7-39) 2 A1-Value= L1 / N12 由式（ 7

15、-39），求得 L1 为 L1 =5950 N12 10 9 =5950 272 10 9 4.3mH 由式（ 7-38），求得 R1 为 R1=2 2 680 1 350 4.3 10 3 5 10 6 1.2 10 6 2 28.2k 式中，加在 VT 1上的最大峰值电压 Vdsp取 680V。 时间常数 R1C1比周期 T 要大的多，一般取 10倍左右，则 T 5 10 6 C1 =10=103 1773pF 1R128.2 103 3计算主绕组感应电压 当 VIm ax =350V ，根据 式（ 7-33 ），得 27 350 V1 =325V 1 29 阅读资料 对于正激式开关电源来

16、说，主开关元件导通时变压器励磁，在tON 即将结束时初级绕组的励 磁电流 I1为VI tON / L1 。开关断开时， 变压器需要消磁， 恢复二极管 VD 3和绕组 N3就是为此而 N3 中，开关断开 设， 励磁能量通过它们反馈到输入侧。 若绕组 N1中蓄积的能量全部转移到绕组 瞬间“安匝相等 ”原理仍然成立，则绕组 N3的励磁电流 I3为 N1 N3 把 I1=VI tON / L1代入上式，得 N1 VI N3 L1 又，绕组 N3 的励磁电感与绕组 N1的励磁电感的关系为 10 L3 L1 恢复二极管 VD3 变为导通状态，变压器以输入电压 VI 进行消磁。为消除 I1=VI tON /

17、 L1的 励磁电流 I1 ，必要的时间类似 I1=VI tON /L1，即 tre L3 I 3 tre L3 VI 把上式 L3、 I 3分别用前两式代入上式，整理得 tre N3 N1 L1 N1 1 N3 VI 1 LI1 tON VI N3 NN31 tON 为防止变压器磁饱和，必须在开关断开期间变压器完全消磁， tre tOFF = 1 D T N3 N1 tON1 D T 因此，正激变换器的电压变比限制为 比如，本例中 N1 =27 ， N3 =29， D N1 N1 N3 N1 N1 N3 27 27 29 0.482 Dmax （=0.425）。 7.3.8 MOSFET 的选

18、用 1 MOSFET 的电压峰值 根据 式（ 7-38），计算 VT 1上的电压峰值 Vdsp 为 Vdsp =350 3 28.2 103 3 6 1.2 10 6 2 4.3 10 3 5 10 6 690V 实际上， MOSFET 的漏 -源极之间的还叠加有几十伏的浪涌电压，波形如 图 7-31 所示。 11 图 7-32 主开关元件上的电压与电流波形 图 7-31 加在主开关元件上的电压 Vds 波形 2 MOSFET 的电流及功耗 根据变压器安匝相等原理， MOSFET 的漏极电流平均值 I ds为 Ids=IO NN21 =20 227 1.48A Ids1= Ids 0.9=1.

19、48 0.91.33A I ds2 = Ids 1.1=1.48 1.1 1.63A 式中， Ids1、 I ds2分别是开关管导通期间前、后沿峰值电流，与电流平均值 Ids有 10%的差值。 VT 1的电压和电流波形如 图7-32 所示， VT 1的总功耗 PQ1为 PQ1= 61T V IminIds1t13Vds(sat)I ds1Ids2t2VdspIds2t3 7-40) 根据电感电流的变化量为 20%，确定 Ids 的前峰值 I ds1和后峰值 I ds2分别为 式中， Vds(sat) 是 MOSFET 导通电压，一般为在 2V 以下。 采用功率 MOSFET 计算功耗时应注意：

20、 1)PN 结温度 Tj 越高，导通电阻 Rds 越大， Tj 超过 100时， Rds 一般为产品手册中给出 值的 1.52 倍。 12 （2）功率 MOSFET 功耗中，由于 Rds占的比例比较高， 必要时加宽 tON进行计算。 即在VIm ax 时，采用 tON min条件，或者 VIm in时，采用 tON max条件进行计算。另外，在 tOFF 期间，由于功率 MOSFET 的漏极电流极小，其功耗可忽略不计。 因为 tON max =2.1，s t1采用 MOSFET 产品手册中给出的上升时间，t3采用下降时间。这里， 取 t1=0.1s， t3 =0.1s，则 t 2 =2.1-0

21、.1-0.1=1.9 s 由式( 7-40)，求得 PQ1 为 PQ1 = 1 200 1.33 0.1 3 1.7 1.33 1.63 1.9 720 1.63 0.1 5.3W Q1 6 5 式中， Vds(sat)取 1.7V。 结温 Tj 控制在 120，环境温度最高为 50时，需要的散热器的热阻 Rfa 为 max Tamax Rjc PQ1 120 50 1.0 5.3 = 12.2 /W PQ1 由此，需要 定散热器的大小。 12.2 /W 的散热器，这时， 散热器大小与温升一例如 5.3 （ 7-41） 由冷却方式是采用自然风冷还是风扇强迫风冷来决 图 7-33 所示。 图 7

22、-33 功耗与温升的关系 7.3.9 恢复二极管的选用 恢复二极管选用高压快速二极管，特别注意反向恢复时间要短。 1VD 3的反向耐压 在 tON 期间 VD 3反偏，正极相当于接地， 加在 VD 3上的反向电压等于电源电压。 当输入电压 13 最大时， VD 3 反偏电压 Vrd 3 =350V 。 2VD 4的反向耐压 在 tON期间 VD 4反偏，加在 VD 4上的反向电压 Vrd 4为电源电压与恢复绕组感应电压的叠加， 当输入电压最高时， VD 4 反偏电压 Vrd4 为 N329 Vrd4 =VIm ax 1 3 =350 1726V（ 7-42） rd 4 ImaxN127 7.3

23、.10 输出二极管的选用 输出二极管选用低压大电流 SBD ，特别注意反向恢复时间要短。 这是因为 MOSFET 通断时， 由于二极管反向电流影响初级侧的开关特性，功耗增大的缘故。 1整流二极管 VD 1的反向耐压 在 tOFF 期间，由于输出滤波电感反激， 续流二极管 VD2 导通，主绕组 N1感应电压 V1 =330V ； 次级 N2电压加在整流二极管 VD 1的两端，因此， VD 1的反向电压 Vrd1为 Vrd1 =V1 N2 =325 2 24V（ 7-43） rd 1 1 N127 实际上，开关管截止时有几十伏的浪涌电压叠加在这电压上。 2续流二极管 VD 2 的反向耐压 在 tO

24、N期间 VD 1导通，加在续流二极管 VD 2上的反向电压 Vrd 2与变压器次级绕组电压的最大 值V2 max 相同，即 V2max =VIm ax N2 =350 2 26V（ 7-44） N127 实际上，开关管导通时有几 V 浪涌电压叠加在这电压上。加在 VD 1、 VD 2 导通上的电压波 形如 图 7-34 所示。 a）整流二极管 VD1 两端的电压波形 b）续流二极管 VD1 两端的电压波形 14 图 7-34 输出二极管电压波形 整流二极管 VD 1的功耗 Pd1为 7-45) Pd1=VFIOtOTNVrd1IrtOFFTtrrT10Vrd1Irr (t)dt 续流二极管 V

25、D 2的功耗 Pd2 为 Pd2=VF IOtOTFFVrd2IrtONTtrrT10Vrd2Irr (t)dt 7-46) 式中， Ir 为反向电流， trr 为反向恢复时间， 均采用产品手册上给出的数值。有功耗时， 出二极管的电压和电流波形如 图 7-35 所示。 b）续流二极管 VD1 两端的电压波形 I1为 （ a）整流二极管 VD1 两端的电压波形 7.3.11 变压器参数的计算 MOSFET 的漏极电流平均值 Ids 为就是变压器初级电流的平均值，因此 I1 =1.48A 正激式开关电源初、次级的电流同相，且均为梯形波。根据前述梯形波电流的有效值的公式 I1 rms = I1P D

26、3 1 K K 2 式中， K是梯形波电流的前峰值 I1B与后峰值 I1P的比值，即 K =I1B/I1P。 本电路 I ds1就是 I1B ， I ds2就是 I1P，则 15 K =Ids1/ Ids2 =0.9 I1 /1.1 I1 0.82 初级电流的有效值 I1rms 为 D 2 0.42 2 I1rms = 1.1 Ids1 K K 2 =1.1 1.48 1 0.82 0.822 0.96A 1rms ds 3 3 或用简单公式 I1rms = I ds D =1.48 0.42 0.96A 次级电流的有效值 I2rms 为 N127 I2rms = I1rms =0.96 12

27、.95A 2rms 1rms N22 恢复绕组电流的有效值 I3rms 为 N127 I 3rms = I1rms1 =0.96 0.89A N329 自然风冷时电流密度 Jd 选为 24（A/mm 2），强迫风冷时选为 35（A/mm 2）较适宜。根 据电流的有效值， 变压器初级绕组使用的铜线 0.6，电流密度为 3.4（ A/mm 2），次级绕组使用 的铜线 0.3 9，电流密度为 4.8（ A/mm 2），恢复绕组的铜线 0.6，电流密度为 3.15（ A/mm 2）。 7.3.12 输出扼流圈的计算 输出扼流圈用磁芯有 EI （ EE）磁芯、环形磁芯、鼓形磁芯等。设计时注意事项与变压器 样，磁通不能饱和，温升应在允许范围内。使用的磁芯也与变压器一样，采用EI-28 ，电感量在 4.6H以上。 因为流经线圈中的电流为 20A ，所以，使用 0.5mm 9mm 的铜条，电流密度为 20 0.5 9 4.44A/mm A1-Value 之间的关系如 采用上述铜条可以计算出最多