现代调制解调技术及其传输特性的仿真试验综述

1、内容要求1 目录目录按章、节、条三级标题编写，要求标题层次清晰。目录中的标题要与正文中标题一致。2 正文21 项目概述 通过工程训练，理解调制解调是通信系统中实现通信信号传输与接收的核心技术之一， 掌握现代通信系统中常用的 QPSK、M-QAM、OFDM等现代调制解调技术的原理、 实现过程、 性能分析方法等。内容：（1）调制解调原理的仿真。在 Matalab 中建立基于 QPSK、M-QAM及 OFDM调制解 调技术的通信系统仿真模型， 并通过该模型观察不同信道条件下发射端和接收端的星座 图、误码性能。（2）无线调制解调系统仿真实验。将已调制信号进行脉冲成形后加载到无线通 信信道（可在 mat

2、lab 中采用理论上的 AWG、N瑞利、莱斯、 Nakagami-M等信道模型进行 模拟），在接收端进行解调处理，对信号频谱、功率谱，星座图和误码性能等进行对比、 分析。（3）光纤调制解调系统实验。将已调制信号进行脉冲成形后加载到实际的光纤 通信信道，在接收端进行解调处理，并对信号频谱、功率谱，星座图和误码性能等进行 分析。2 2 报告主体22 1 背景 22 2 项目组成 一、在 Matalab 中建立基于 QPSK、M-QAM及 OFDM调制解调技术的通信系统 仿真模型，并通过该模型观察不同信道条件下发射端和接收端的星座图、 误码性能。（一）、QPSK湖南大学工程训练第2 页1 QPSK原

3、理四相相移调制是利用载波的四种不同相位差来表征输入的数字信息，是四 进制移相键控。 QPSK是在 M=4时的调相技术，它规定了四种载波相位，分别为 45 135， 225， 315，调制器输入的数据是二进制数字序列，为了能和四进制的载 波相位配合起来，则需要把二进制数据变换为四进制数据，这就是说需要把二进制数 字序列中每两个比特分成一组，共有四种组合，即 00，01， 10，11，其中每一组称 为双比特码元。每一个双比特码元是由两位二进制信息比特组成，它们分别代表四进制四个符号中的一个符号。 QPSK中每 次调制可传输 2 个信息比特，这些 信息比特是通过载波的四种相位来 传递的。解调器根据星

4、座图及接收 到的载波信号的相位来判断发送端 发送的信息比特。0111图 2-1 QPSK 相位图以/4 QPSK信号来分析当输入的数字信息为“ 10”码元时，输出已调载波A cos(2-1)当输入的数字信息为“ 00”码元时，输出已调载波A cos 2 f c t34(2-2)当输入的数字信息为“ 01”码元时，输出已调载波A cos2 f c t54(2-3)当输入的数字信息为11”码元时，输出已调载波湖南大学工程训练第3 页A cos2 f c t74(2-4)QPSK调制框图QPSK 调制规则接收机收到某一码元的 QPSK信号可表示为：yi(t)=a cos(2 fct+ n) 其中n

5、3 5 7 4 , 4 , 4 , 4(2-5)湖南大学工程训练第4 页QPSK解调原理分析由 QPSK的解调框图得到：yA(t) yB(t) yi (t) acos(2afct n)azA(t) a cos( 2f c t n)cos2fct a cos(4fctn) a cos n2a 2 azB(t) a cos(2 fct n ) cos(2 f ct)sin(4 fct n) sin nB c n c 2 2 c n 2 n2(2-6)(2-7)(2-8)xA(t) a2cos n,xB(t) 2asin n(2-9)符号相位 ncos n 的极性sin n 的极性判决器输出AB/4

6、+113 /4-+015 /4-007 /4+-10QPSK信号解调器的判决准则湖南大学工程训练第5 页QPSK 通过改变已调信号的相位信息进行对数字信号的调制。设置不同的 初相位来区别不同的数字码符，而其解调过程需通过相位信 息 进 行 。首 先 产生一系列随机的 01码序列，之后每两个码字分为一组进行 判别、映射画出星 座 图 ， 使 序 列 通 过 高 斯 声 在 进 行 解 调 制 ， 画 出 星 座 图 ， 从 中 观 察 信 噪 比 对于码元传输的影响。以下是 QPSK 采用理论上的 AWGN信道模型进行的仿真湖南大学工程训练第6 页二）、 M-QAM湖南大学工程训练第7 页1 Q

7、AM简介正交振幅调制（ QAM）是一种矢量调制，它是将输入比特先映射（一般采用格雷码） 到一个复平面（星座）上，形成复数调制符号。正交调幅信号有两个相同频率的载波， 但是相位相差 90 度（四分之一周期，来自积分术语） 。一个信号叫 I 信号，另一个信号 叫 Q 信号。从数学角度将一个信号可以表示成正弦，另一个表示成余弦。两种被调制的 载波在发射时已被混和。到达目的地后，载波被分离，数据被分别提取然后和原始调制 信息相混和。 这样与之作幅度调制（ AM）相比，其频谱利用率高出一倍。QAM是用两路独立的基带信号对两个相互正交的同频载波进行抑制载波双边带调幅，利用这种已调信号的频谱在同一带宽内的正

8、交性， 实现两路并行的数字信息的传输。 该调制方式通常有二进制 QAM（4QAM）、四进制 QAM（l6QAM）、八进制 QAM（ 64QAM）、，对应的空间信号矢量端点分布图称为星座图，分别有 4、 16、64、个矢量端点。目前QAM最高已达到 1024QAM。样点数目越多，其传输效率越高。但并不是样点数目越多越 好，随着样点数目的增加， QAM系统的误码率会逐渐增大，所以在对可靠性要求较高的 环境，不能使用较多样点数目的 QAM。对于 4QAM，当两路信号幅度相等时，其产生、解调、性能及相位矢量均与 4PSK相同b 16QAMQAM采用格雷编码，采用格雷码的好处在于相邻相位所代表的两个比特

9、只有一位不 同，由于因相位误差造成错判至相邻相位上的概率最大，故这样编码使之仅造成一个比 特误码的概率最大。下图以 16QAM为例，显示了编码：湖南大学工程训练第8 页16QAM 编码2、 16QAM调制解调原理16QAM是两路 4ASK信号的叠加，其演变方式可以有以下两种：1）正交调幅法，由两路独立的正交 4ASK信号叠加而成；图 3-3 正交调幅（2）复合相移法，由两路独立的 QPSK信号叠加而成。图中虚线大圆上的 4 个大黑点表 示第一个 QPSK信号矢量的位置，在这 4 个位置上可以叠加上第二个 QPSK矢量，后者的 位置用虚线小圆上的 4 个小黑点表示。湖南大学工程训练第9 页在 Q

10、AM体制中，信号的振幅和相位作为两个独立的参量同时受到调制。这种信号的一个 码元可以表示为Sk(t)=A kcos(0t+ k)kTt (k+1)T式 3-1式中，k 取整数； Ak和 k 分别可以取多个离散值。上式可以展开为Sk(t)=A kcoskcos0tAksinksin 0t式 3-2令 Xk=Akcos k Yk=-Aksin k 则信号表示式变为Sk(t)= Xkcos0t+Yk sin0t式 3-3Xk和 Yk也是可以取多个离散值的变量。从上式看出， k(t) 可以看作是两个正交的振幅 键控信号之和。本课题采用了正交调幅法。 在发送端调制器中串 / 并变换使得信息速率为 Rb的

11、输入二进 制信号分成两个速率为 Rb/2 的二进制信号， 2/4 电平转换将每个速率为 Rb/2 的二进制 信号变为速率为 Rb/8 的电平信号， 然后分别与两个正交载波相乘， 再相加后即得 16QAM 信号。湖南大学工程训练第 10 页In正交调制原理框图解调是调制的逆过程，在接收端解调器中可以采用正交的相干解调方法。接受到的 信号分两路进入两个正交的载波的相干解调器， 再分别进入判决器形成 L 进制信号并输 出二进制信号 ，最后 经并 / 串变换 后得到 基带信号。 下 图为 16QAM解调框图：相干解调原理框图3、 MQAM调制介绍及本仿真程序的几点说明MQAM 可以用正交调制的方法产生

12、，本仿真中取 M=16 或 64，即幅度和相位相结合的湖南大学工程训练第 11 页2. QAM 仿真与分析 一个正交幅度调制的信号采用两个正交载波，每一个 载波被一个独立的 信息比特序列所调制。而其幅度可以看作是一系列电平 集合，这些电平通过 将比特序列映射为信号振幅获得，而我所做的仿真中 采用了 3 个电平，并且 映射的时候没有采用函数库里自带的 modulate 和 demodulate 函数进行调制 与解调。 首先将产生的一系列 01 比特流 进行进制的划分， 其划分根据 log2M 其 中 M 是调制的数，如 16、64、 128 等等。这里再将分好组的比特数据进行坐 标映射，画出星座

13、图。在解 调的过程中采用区域判别的方法，首先进行判决 门限的划定，之后进行比 较画出星座图。这种方法只做了 16QAM ，64QAM 与此相同就不做陈述， 对 64QAM 采用内部函数的调用方式。 下面对 16 和 64QAM 的采用理论上 的 AWGN信道模型进行的调制与解调和信噪比对误码率的影响进行分析。湖南大学工程训练第 12 页加噪声的 16QAM湖南大学工程训练第 13 页16QAM 误码率湖南大学工程训练第 14 页加噪声的 64QAM湖南大学工程训练第 15 页（三）、 OFDM正交频分复用（ OFD）M 技术与频分复用（ FDM）技术非常相似。 OFDM技 术是将高速的数据流通

14、过串 / 并变换，分配到速率相对较低的若干个子信道 中进行传输，不同的是， OFDM的频谱利用率更高。与 FDM的主要区别有以 下几方面：1）在平常的广播中，每一个基站在不同的频率上发送信号，有效地运 用 FDM来保证每个站点的分割隔，广播中每个站点都没同位和同步。但在 OFDM信号内所有的子载波都在时间和频率上同步，使得子载波间的干扰被 严格控制。这些复用的子载波载在频域中交错重叠，又因为调制的正交性 且采用循环前缀作为保护间隔，所以不会发生载波间干扰（ ICI ）。湖南大学工程训练第 16 页2）对于 FDM系统而言，传输的信号必须在两个信道之间存在频率间隔来防止干扰，因此，降低了劝不动频

15、谱利用率。而 OFDM的子载波正交复用正交频分复用（ OFDM ）多载波调制技术大大提高了频谱利用率，如图 2-1 所示。图 2-1 FDM与 OFDM频率利用率的比较OFDM是一种多载波传输技术， 可以被看作一种调制技术， 也可以被看 作一种复用技术。多载波传输是把数据流分解成若干子比特流，这样每个 子数据流将有低得多的比特速率，用这样的低比特速率形成的低速率多状 态符号再去调制相应的子载波，构成了多个低速率符号并行发送的传输系 统。3.1 OFDM的基本原理一个完整的 OFDM系统原理如下图 2.1-1 所示。OFDM的主要思想是将串行数据并行地调制在多个正交的子载波上，由此可以降低每个子

16、载波的码湖南大学工程训练第 17 页元速率，增大码元的符号周期 ，提高系统的抗衰落和抗干扰能力，而且由 于每个子载波的正交性，大大提高了频谱的利用率，因此非常适合移动场 合中的高速传输。图 2.1-1 OFDM 系统在发送端，输入的高速率数据流经过信道编码和交织后，再通过调制映 射产生调制信号，插入导频信号后，经过串 / 并变换变成 N 个并行的低速率 数据流，这样每 N 个并行数据构成一个 OFDM符号。 经快速反傅里叶变换 (IFFT) 对每个 OFDM符号的 N 个数据进行调制，变成时域信号为：N1x(n) IFFT X(m)X (m)e j2 nm Nn=0,1, ,N-1m02-1)

17、湖南大学工程训练第 18 页式中： m为频域上的离散点； n 为时域上的离散点； N为载波数目。为了 在接收端能够有效的抑制码间干扰 (Inter Symbol Interference， ISI) ，通常要在每一时域 OFDM符号前加上保护间隔 (Guard Interval ，GI) 。加保 护间隔后的信号可表示为式 (2) ，最后信号经并串变换及 DA 转换，由 发送天线发送出去。2-2) x(N n),n N G1, NG1 1, , 1 xG1 x( n),n 0,1, N 1接收端将接收的信号进行处理， 完成定时同步和载波同步。 经 A D转换，串 / 并转换后的信号可表示为：yG

18、I(n)=xGI(n)*h(n)+z(n)+w(n)(2-3) 然后，在去除 CP后进行 FFT解调，同时进行信道估计 ( 依据插入的导频 信号) ，后面接着将信道估计值和 FFT解调值一起送入检测器进行相干检测， 检测每个子载波上的信息符号。最后经过反映射和信道译码恢复出原始比 特流。除去循环前缀 (CP) 经 FFT变换后的信号可表示为：1N1Y(m) FFTy(n) 1 y(n)e j2 nmN,m=0,1, N-1Nn0Y(m) X(m)H (m) Z(m) W(m),m=0,1, N-1(2-4)式中： H(m)为信道 h(n) 的傅里叶转换； Z(m)为符号间干扰和载波间干扰 z(

19、n) 的傅里叶变换； W(m)是加性高斯白噪声 w(n) 的傅里叶变换。3.2 OFDM系统实现模型湖南大学工程训练第 19 页利用离散反傅里叶变换 (IDFT) 或快速反傅里叶变换 (IFFT) 实现的 OFDM从上图 OFDM系统的实现模型可以看出， 输入经过调制的复信号经过串 并变换后，进行 IDFT或 IFFT，将数据的频谱表达式变到时域上， 再经过并 串变换，然后插入保护间隔，防止码间干扰，再经过数模变换后形成 OFDM调制后的信号 s(t) 。该信号经过信道后， 接收到的信号 r(t) 经过模 数变换，然后去掉保护间隔，以恢复子载波之间的正交性，再经过串并 变换和 DFT或 FFT

20、使数据的时域表达式变到频域上后，恢复出 OFDM的调制 信号，再经过并串变换后还原出输入符号。3.3 保护间隔和循环前缀作用湖南大学工程训练第 20 页3.3.1 保护间隔 (GI)无线多径信道会使通过它的信号出现多径时延，此种多径时延如果扩展 到下一个符号，就会造成符号问串扰，严重影响数字信号的传输质量。而 采用 OFDM技术的主要原因之一是它可以有效地防止多径时延扩展。通过把 输入的数据经过串并变换后分配到 N 个并行的子信道上，使每个用于去 调制子载波的数据符号周期可以扩大为原输入数据符号周期的N倍，因此时延扩展与符号周期的比值也同样可降低为 1 N。在 OFDM系统中，为了能 够最大限

21、度地消除符号间干扰，可在每个 OFDM符号之间插入保护间隔，而 且该保护间隔的长度 Tg 一般要大于无线信道的最大时延扩展，这样一个符 号的多径分量就不会对下一个符号造成干扰。当多径时延小于保护间隔时，可以保证在 FFT的运算时间长度内，不会 使信号相位跳变。所以， OFDM接收机所看到的只是存在某些相位偏移、多 个单纯连续正弦波形的信号叠加，而这种叠加不会破坏子载波之间的正交 性。如果多径时延超过了保护间隔，则在 FFT运算时间长度内可能会出现 信号相位的跳变，因此在第一路径信号与第二路径信号的叠加信号内就不 再只包括单纯连续正弦波形信号，从而导致子载波之间的正交性可能遭到 损坏，因此就会产

22、生信道间干扰 (ICI) ，使得各载波之间产生干扰。3.3.2 循环前缀 (CP)为了消除多径传播造成的信道之间的干扰 ICI ，一种有效方法是将原来 宽度为 T的 OFDM符号进行周期性扩展，用扩展信号来填充保护间隔。将保 护间隔内 (持续时间用 Tg表示)的信号称为循环前缀 (Cyclic Prefix ，CP)。湖南大学工程训练第 21 页在实际系统中，当 OFDM符号送入信道之前，首先要加入循环前缀，然后送 入信道进行传送。在接收端，先要将接收的符号开始的宽度为Tg 的部分丢弃，然后将剩余的宽度为 T 的部分进行傅里叶变换，进行解调。在 OFDM符 号内加入循环前缀可以保证在一个 FF

23、T周期内，使 OFDM符号的时延副本内 所包含的波形周期个数也是整数，这样，时延小于保护间隔 Tg 的时延信号 就不会在解调过程中产生信道间干扰 ICI 。3.4 功能说明3.4.1 OFDM基本参数的选择OFDM参数的选择就是需要在多项矛盾要求中进行最优地考虑。一般来 说，首先要确定三个参数：带宽、比特率以及保护间隔。通常，保护间隔 的时间长度应该为应用移动环境信道下时延均方值的 24 倍。一旦确定了 保护间隔，则 OFDM符号周期长度就可以确定。为了能够最大程度地减少由 于插入保护间隔所带来的信噪比损失，则需要 OFDM符号周期长度要远远大 于保护间隔长度。但是符号周期长度又不能任意大，否

24、则在 OFDM系统中将 包含有更多的子载波数，从而导致子载波间隔相对减少，致使系统实现的 复杂程度增加，并且还加大了系统的峰值平均功率比，同时使系统对频率 偏差更加敏感。所以，在实际应用中，通常选择符号周期是保护间隔长度 的 5 倍，这样插入保护比特所造成的信噪比损耗只有 1 dB 左右。在确定符号周期和保护间隔之后， 子载波的数量可以直接用 -3 dB 带宽 除以子载波间隔 （ 即去掉保护间隔后的符号周期的倒数 ）得到或者利用所要湖南大学工程训练第 22 页求的比特速率除以每个子信道的比特速率来确定子载波的数量。每个信道 中所传输的比特速率可以由调制类型、编码速率和符号速率来确定。3.4.2

25、 有用符号持续时间 有用符号持续时间 T 对子载波之间间隔和译码的等待周期都有影响， 为了保持数据的吞吐量，子载波数目和 FFT的长度要有相对较大的数量， 这样就会使有用符号持续时间增大。在实际应用中，载波的偏移和相位的 稳定性会影响两个载波之间间隔的大小，如果接收机为移动着的，则载波 间隔必须足够大，这样才能忽略多普勒频移。总之，选择有用符号的持续 时间，必须以保证信道的稳定为前提。3.4.3 子载波数 子载波数目越多，有用信号越平坦，带外衰减也就越快，图形越接近 矩形，越符合通信要求，但子载波数目又不能过多，如果图形越接近矩形 则对接收端的滤波器要求越高 （ 只有理想滤波器才能过滤，否则就

26、造成交调 干扰） 。因此在子载波数目的选择上要综合考虑传递信息的有效性和可行 性。子载波数可以由信道带宽、 数据吞吐量和有用符号持续时间 T 所决定：N=1/T 子载波数可以被设置为有用符号持续时间的倒数，其数值与 FFT处理 过的数据点相对应。3.4.4 调制模式湖南大学工程训练第 23 页可以通过改变发射的射频信号幅度、相位和频率来调制信号。但是， 对于 OFDM系统来说，只能采用调制幅度和相位两种调制方法，而不能采用 频率调制的方法，这是因为子载波是频率正交的，而且携带独立的信息， 如果调制子载波频率会破坏这些子载波的正交特性，这就是为什么频率调 制不能在 OFDM系统中采用的原因。短波

27、通信中可以采用 MPSK 和 MQAM 的调制方式。正交幅度调制就是 要改变载波的幅度和相位， 他是 ASK 和 PAK 的结合。 矩形 QAM 信号星座 具有容易产生的独特优点。此外，它们也相对容易解调。矩形 QAM 包括 4QAM ，16QAM 以及 64QAM 等，使每个星座点分别所对应的比特数量为 2，4， 6。采用这种调制方法的步长必须为 2，如果利用 MPSK 调制则可传 输任意比特数量，例如 1，2，3，分别对应 2PSK，4PSK 以及 8PSK，而且 MPSK 调制的另一个有点就是该调制方案是等能量调制，不会由于星座点 的能量不等而为 OFDM 系统带来 PAPR 较大的问题

28、。3.5 仿真在仿真中，我根据如下 3.2.1 1 程序图，设计了在输入不同信道比环境下， OFDM系统的误码特性。下面结合主要程序加以注释并说明系统如何实现：湖南大学工程训练第 24 页程序流程图本程序主要使用了 rand()函数产生随机数据， 并且调用函数 QAM16_mod(),使产生的数据逐一的映射到坐标系中，形成16QAM星座图。而后调用QAM_16demod函() 数，将解调后的数据重新映射到 16QAM星座图上。其中 QAM16_mod(函) 数主要程序如下：function complex=QAM16_mod(number)湖南大学工程训练第 25 页%16QAM星座图映射 -

29、 把输入的数映射成对应的坐标(复数)A=-3-3*i,-3-i,-1-3*i,-1-i,-3+3*i,-3+i,-1+3*i,-1+i,3-3*i,3-i ,1-3*i,1-i,3+3*i,3+i,1+3*i,1+i;complex=A(number+1);%complex为对输入数据进行星座点映射后的坐标(复数)其中 QAM_16demod函() 数主要程序如下：function number,complex=QAM16_demod(c)%16QAM星座图重映射 - 在星座图上对散乱的点找最近的点作为它的 星座点%complex为离星座点最近的那点的坐标，即是解调后的坐标 %number为解

30、调后的 OFDM数据A=-3-3*i,-3-i,-1-3*i,-1-i,-3+3*i,-3+i,-1+3*i,-1+i,3-3*i,3-i ,1-3*i,1-i,3+3*i,3+i,1+3*i,1+i;for k=1:16B(k)=sqrt(real(c)-real(A(k)2+(imag(c)-imag(A(k)2);endnumber=find(B=min(B)-1;complex=A(find(B=min(B);3.3 仿真及结果本次仿真采用的子载波数为 256，根据输入不同的信噪比来比较系统的误码率和性能湖南大学工程训练第 26 页3.3.1 仿真一输入 25 分贝的信噪比，仿真出的图

31、形如下：图3.3-1 是输入随机数据的星座图，从此图中可以看出，输入的随机数 据已经过了 16QAM调制，调制后的数据的星座点如下图所示。红色的叉为星 座点。图 3.3-1 16QAM 星座图图 3.3-2 是输入加入噪声前和加入噪声后的信号波形的比较。左右分别 是信号的实部和虚部，上下分别为加入噪声前和加入噪声后的噪声。从图 中我们能够看出，信号经过高斯白噪声的信道，可以很清楚的看到信号的 数值部分发生了变化，即产生了我们通常所说的失真。湖南大学工程训练第 27 页图 3.3-2 加入噪声前后信号对比图 3.3-3 是加入噪声前和加入噪声后的信号幅值和相位的比较，左侧的 是幅值部分，右侧的是

32、相位部分。上面两个图是加入高斯白噪声之前的信 号，下面两个图是加入高斯白噪声之后的信号。通过这个图，我们能够看 出，信号经过高斯白噪声的信道，它的幅值发生了一些变化，即产生了我 们通常所说的幅度失真。而对于相位，则变化的幅度很大，从图中的坐标 轴刻度，就能够很明显的看出，相位发生了严重的变化，产生了严重的相 位失真。湖南大学工程训练第 28 页图 3.3-3 加入噪声前后信号幅值和相位比较图 3.3-4 是加入循环前缀前后的信号波形的比较，上边两图是未加入循 环前缀的信号波形，下侧两图是加入循环前缀（加在帧前）的信号波形从图中可以看出，循环前缀是把帧的后部分复制到了帧前，如下图所示图 3.3-

33、4 加入循环前缀前后信号波形比较图3.3-5 是接收到的 OFDM信号的星座图，从图中可以看到，经过高斯白噪声后，星座图的点位置发生了变化，它们分布在经过噪声前的星座点周湖南大学工程训练第 29 页围，分布比较混乱，如图所示。经过高斯白噪声信道之前的信号星座在图中用叉表示，经过高斯白噪声信道之后的信号星座在图中用圆圈表示，很 明显，圆圈都分布在叉周围，这是因为信号经过含有高斯白噪声的信道，信号发生了失真，于是星座图也发生了变化。图 3.3-5 接收的 OFDM符号星座图解调后系统的误码率为： 0.1641 有以上的仿真可知，在输入信噪比为 25分贝时，输出信号有一定的误 码率。3.3.2 仿真

34、二输入信道比为 40分贝时。仿真图形如下：图 3.3-6 是输入随机数据的 16QAM星座图。红色的叉为星座点。湖南大学工程训练第 30 页图 3.3-6 16QAM 星座图图3.3-7 是加入噪声前和加入噪声后的信号波形的比较。从图中我们能 够看出，信号经过高斯白噪声的信道，可以很清楚的看到信号的数值部分几乎没有变化，即加入噪声对信号的影响非常小图 3.3-7 加入噪声前后信号对比湖南大学工程训练第 31 页图 3.3-8 是加入噪声前和加入噪声后的信号幅值和相位的比较。通过这 个图，我们能够看出，信号经过高斯白噪声的信道，它的幅值几乎没有发 生变化。而对于相位，则变化的幅度很大，从图中的坐标轴刻度，就能够很明显的看出，相位发生了严重的变化，产生了严重的相位失真。但是这并不引起信号产生错误图 3.3-8 加入噪声前后信号幅值和相位比较图 3.3-9 是加入循环前缀前后的信号波形的比较，上边两图是未加入循 环前缀的信号波形，下侧两图是加入循环前缀（加在帧前）的信