削峰和数字预失真原理及其运用

1、削峰与数字预失真原理及其运用序号主要修订内容编者/修订日期版本123456789 目录目录3第一章：数字预失真原理及其运用51功放线性化技术的引入52射频功放非线性失真的表征62.1射频功放中的三类失真62.2多项式系统模型72.3AM-AM & AM-PM模型82.4ACPR与EVM112.5PA的记忆效应简介11记忆效应的定义11电学记忆效应13热学记忆效应133功放的线性化技术143.1功率回退143.2前馈线性功放143.3预失真线性功放144数字预失真（DPD）原理164.1数字预失真原理164.2数字预失真的实现17PA的模型18数字预失真的实现架构19DPD模型参数的自适

2、应过程20基于LUT的数字预失真实现215DPD的运用225.1DPD在无线系统中的位置225.2DPD提高系统的指标23第二章：削峰原理及其运用246削峰技术引入的目的256.1峰均比定义及测量256.2CCDF的数学表示267削峰的主要指标277.1削峰后的PAR277.2误差矢量幅度EVM287.3峰值码域误差(PCDE)297.4邻道泄漏功率比(ACPR)298常用的削峰方法298.1单载波削峰方法29基带I/Q独立和幅度削峰算法30基带预补偿削峰算法30IF硬削峰算法30匹配滤波器DIF基本削峰算法31匹配滤波IF脉冲抵消算法318.2多载波削峰方法32基带I/Q独立和幅度削峰32D

3、IF合波后硬削峰33DIF合波后匹配滤波基本削峰方法33DIF合波后匹配滤波脉冲抵消削峰方法34DIF合波后窗函数削峰方法348.3目前主流的削峰算法369削峰CFR的运用3610术语、定义和缩略语3710.1术语、定义3710.2缩略语38第一章： 数字预失真原理及其运用1 功放线性化技术的引入射频功率放大器（Power Amplifier，以下简称PA）已经成为移动通信系统的一个瓶颈。它的基本功能是按一定的性能要求将信号放大到一定的功率。由于在大功率状态下工作，它消耗了系统的大部分功率，因此，整个系统的效率主要由PA发射信号时的效率决定。在第一代移动通信系统中（NMT），由于采用了恒定包络

4、的调制方式，故没有严格的线性度的要求，所以可以采用高效率的PA，即使这样，也有85的系统功率消耗在PA上（指在最大功率状态下）；在第二代移动通信系统GSM中，采用了时分双工，并仍然采用了恒定包络调制，由于存在突发时隙功率渐升/降（Power Ramping）的问题，对线性度的要求稍高，这会稍微损失一点效率，但是考虑到PA只在八分之一的时间内是处于工作状态的，因此，PA效率对整机效率的影响程度大大降低了；在第三代移动通信系统（以下简称3G，包括W-CDMA，cdma2000等）中，为了提高频谱效率，采用了复杂的线性调制方式，由于其幅度也携带信息，因此需要线性放大，另外，在3G系统中通常采用的是连

5、续发射（指频分双工系统），所以PA在系统中扮演的角色就显得特别重要。从PA的角度来看，现代移动通信系统面临的困难来自频谱效率的要求，高的频谱效率要求有高的线性度。现代RF PA的研究重点是如何在保持一个合适的功率效率的同时改善放大器的线性度。为了达到这个目的，除了优化PA本身的设计，即内部的线性化技术（Internal Linearization）以外，研究者还广泛采取前馈、预失真与反馈等外部线性化技术（External Linearization）。由此各种PA的线性化技术因应而生。概括而言，PA的线性化技术引入历程如下图1.1所示，另外无论线性化技术的方法有多少种，目的无外乎以下两个： 1

6、：改善信号的带内（EVM）和带外(ACPR)的性能； 2：提高PA的效率，从而降低系统成本，提高产品竞争力。 图 1.1 PA线性化技术的引入历程2 射频功放非线性失真的表征如果一个系统的输出是输入的非线性函数，则认为这个系统就是一个非线性的系统。可以有很多方法来表征一个非线性系统，最常用的有：多项式模型；AM-AM&AM-PM转换模型；ACPR与EVM；Volterra模型等等。2.1 射频功放中的三类失真通常，A类与AB类放大器中存在着以下三类失真：第一类，也是“最简单”的幅度失真，就是放大器的增益压缩现象，即AM-AM失真，可以采用非线性的多项式模型来表征放大器的这种特性；第二类

7、，是放大器的相位失真，即AM-PM失真，可以采用贝塞尔函数或三角函数来表征这种失真，下面的AM-AM&AM-PM模型将描述这类失真；以上两种失真都是针对放大器在单一频点或窄带时的非线性行为，如果放大器工作在宽带下，单独用AM-AM和AM-PM失真便不足以描述放大器的全部失真行为，在这种情况下，还要计入以下两类非线性失真：第三类，由放大器的热学和电学记忆效应引起的失真即电学记忆效应和热学记忆效应。2.2 多项式系统模型在多项式系统模型中，设用下式来描述放大器的非线性：（1）设输入信号（双音信号1<2）为：（2）则输出信号为： 其频谱（功率谱）如下图2.1所示：图2.1 由非线性导致

8、的再生频谱，其中虚线代表AM-AM转换分量在过滤掉无用的谐波频率成分后（这些频率分量因为远离基频，都很容易被过滤掉），就剩下基频分量与互调分量（互调分量与基频相隔很近，很难滤除，再加上要考虑到系统的中心频率需要在不同的频道上来回切换，所以任何滤波的方法都不在考虑之列），其中，基频分量F1为：（3）互调分量IM3为：（4）一般放大器都会呈现某种程度的增益饱和特性，所以a3为负数，因此基频分量会较无非线性失真时小一些（由于能量守恒！）。这样的频谱有一个特性，那就是其频谱的上边带与下边带完全对称。这个模型最大的缺点是系统的非线性只与输入信号的幅度有关，而与其频率与带宽无关。所以这种模型又被称作实际系

9、统的“窄带模型”。要注意的是，这里的系数ai都是复系数。这些系数由对测量数据的拟合得到。2.3 AM-AM & AM-PM模型AM-AM & AM-PM模型也常被用来描述放大器的非线性。放大器输入信号幅度的变化一方面影响到放大器输出信号的幅度，同时也影响到放大器输出信号的相位。这种方法的优点是AM-AM与AM-PM数据很容易从试验中得到。但是它是基于基频测量的，所以只适合于窄带的情况。对于AM-AM失真，无论是试验研究还是理论研究都已经很充分了（研究起来也简单一些），我们这里重点分析AM-PM失真。在分析之前，我们假设AM-AM失真将导致这样的信号：（5）这里是调制信号，分别是

10、三阶与五阶失真系数，这里用到了包络分析。因为对AM-PM效应来说，信号相位的变化是信号调制频率的两倍，所以设信号具有如下形式（先不考虑幅度失真，以下的分析稍微有些繁琐）： （6）将其展开，得（假设很小）： （7）其中，（8）（9）（10）利用贝塞耳级数展开式（11）（12）又因为有：所以上两式还可以写为：（13）（14）一般的，如果只研究截至到五阶的非线性，则对于只取前两项（k=0，1），对于也只取前两项（k=1，2）。这里将不在详细分析，直接给出结论，如果仅仅考虑AM-PM失真时有如下结论：1：仅仅考虑相位失真时最终的失真分量是两个正交分量的矢量叠加；2：失真分量而且上边带IMD的幅度与相位

11、等于下边带IMD的幅度与相位。如果同时考虑AM-AM失真与AM-PM失真,且假设幅度失真与相位失真是同相的： （15）有如下结论：1：失真分量的上边带和下边带具有相同的幅度和相位；2：低阶失真分量受到高阶失真分量的影响；如果同时考虑AM-AM失真与AM-PM失真,且假设幅度失真与相位失真是不同相的，之间有一个相位差，则： （16）有如下结论：1：失真分量的上边带和下边带具有不相同的幅度和相位；2：低阶失真分量受到高阶失真分量的影响；以上是理论分析，下面我们来看一些试验数据。图2.2是一个A类放大器的AM-PM特性的测量数据，作为比较，同时列出的还有将其偏置在浅AB类与深AB类的测量数据。图2.

12、2 不同类型放大器的相位特性随输入功率的变化图中圆圈代表1dB压缩点，我们可以看到，A类的相位失真特性最小，在达到1dB压缩点之前，相位基本上保持恒定，当达到1dB点后，才开始明显升高，其最大AM-PM摆幅大约是25度，这对应的是完全饱和时的情况。当放大器偏置于AB类时，相位失真在1dB以下就开始有明显的增加；而当放大器偏置接近B类时，则表现出对输入功率水平近似线性的相位变化，这个变化趋势一直持续到1dB压缩点，然后就是一个迅速的下降。所以设计AB类放大器时，需要考虑相位失真特性。下面我们分析幅度失真与相位失真对放大器整体线性度的影响。如果只考虑幅度失真，对应于25dB的载干C/I比，三阶失真

13、系数约等于0.112；对AM-PM效应，如果要产生同样大小的失真，其相位的最大偏移为0.45弧度，即约25度，对于大多数放大器，在远离1dB压缩点时都能满足这个指标。如果我们完全忽略AM-AM失真，则1度的AM-PM失真对应的IM3水平为-53dBc，而且这个数按6dB每倍度数（度数翻倍，则IM3增加6dB）增加。所以在远离1dB压缩点时，AM-PM失真对IM3有重要影响。2.4 ACPR与EVMACPR与EVM也是表征线性度的重要指标。ACPR描述由于放大器的非线性，导致一部分功率泄漏到相邻信道中，对于相邻信道的接收机来说，它会增加接收的困难。这些泄漏信号对于接收而言是完全随机的，因而唯一的

14、办法是指定更加严格的线性度指标，即要求放大器有更小的互调。从放大器的角度而言，EVM是一个表征整个系统性能的指标，它描述传输的信息在放大的过程中是如何发生失真的，比如说，星座图上的点偏离了原来的位置，造成了接收误码率的上升。与EVM相比，ACPR是一个更加重要的线性度指标。如果放大器的非线性是无记忆的，则EVM与放大器的失真有着简单对应关系；否则，这样的对应关系就不存在。因为IM对记忆效应要比基频信号敏感得多，所以研究IM分量的行为（ACPR）比研究基带信号的行为（EVM）更有用。2.5 PA的记忆效应简介AM-PM失真都是针对放大器在单一频点或窄带时的非线性行为，如果放大器工作在宽带下，单独

15、用AM-AM和AM-PM失真便不足以描述放大器的全部失真行为，在这种情况下，还要计入以下两类非线性失真：电学记忆效应和热学记忆效应。2.5.1 记忆效应的定义系统理论有两种重要的类别：非线性系统与有记忆（线性或非线性）系统。它们的基本区别是：非线性系统产生新的频率分量，而有记忆系统会改变当前信号的形状，因为它的输出不仅与当前时刻的输入信号有关，而且与此前时刻的输入信号也有关。线性的有记忆系统可以用常微分方程来描述，其对输入信号的响应u(t)可以通过计算输入信号与系统的冲击响应函数的卷积得到：u(t)*h(t)，这里h(t)代表系统的冲击响应。图2.3 记忆效应的分类与定义图2.3显示了这两大系

16、统之间的关系，其中重叠部分代表了有记忆的非线性系统，这样的系统对输入信号的响应可以通过基于多维冲击响应的多维卷积积分来得到（George 1959）。有记忆的非线性系统可以进一步划分成两个部分，横线上面的那一部分在电路分析中经常用AM-PM转换来描述，它代表了对有记忆非线性系统的窄带近似；横线下面代表的是由变化的信号带宽引起的非线性效应，在这篇文章，即认为这就是记忆效应，它与图2.3中描述的一般的记忆效应是有区别的。这里定义的“记忆效应”是由于输入信号带宽的瞬时变化引起的。任何幅度调制的信号都可以用来研究系统的记忆效应。但是实际中有些信号更加实用，通常用数字调制信号来衡量PA的线性度；而ACP

17、R衡量的是整个频带上的线性度，也常用它来描述PA的线性度。图2.4 a）一个调制信号的频谱与ACP/ACPR的定义；b）变间距变幅度的双音测量信号对于PA的设计者而言，需要知道造成非线性（ACPR）的原因，所以需要采用变间距变幅度的双音信号来测量系统的非线性，观察失真对幅度变化与双音间距变化的响应。我们有理由相信，如果一个放大器对变间距变幅度的双音信号表现出“良好”行为，则它对一个宽带信号也能表现出类似的“良好”行为。因为双音信号的间距就等于输入信号的调制带宽，所以改变这个间距就可以来研究放大器的记忆效应，这是非常方便的一个办法，它使得我们可以在任意带宽下测量放大器的响应，使我们能够区分出不同

18、机制造成的非线性，从而使深入研究成为可能。而如果要用一个数字调制信号来研究放大器的ACPR，我们是很难做到这一点的。图2.5 放大器中IM3分量的相位，无记忆效应（虚线）和有记忆效应（实线）的情况如果一个双音信号加到一个用三阶多项式系数描述其非线性的窄带放大器上，可以得到两个结论：（1）IM3不是双音频率间隔的函数；（2）IM3的幅度随输入信号幅度的三次方增加。上图比较了多项式模型描述的结果与实际测量的结果，发现在两者之间存在着很大的差别。在低调制频率与高调制频率下，IM3的实际相位都显著偏离预测值（低端的记忆效应主要由热学效应引起，高端的记忆效应主要由电学效应引起），这说明记忆效应确实存在。

19、为了找到产生记忆效应的机制，必须了解为何实际的放大器会偏离由多项式表征的输入输出模型，这里仅仅给出简单的介绍更为详细的研究可以参考其他文献。2.5.2 电学记忆效应电学的记忆效应由在包络频率、基频、与二次谐波频率处随调制频率变化的节点阻抗造成。图2.6显示了测量得到的MESFET放大器在DC、基频、二次谐波频段的栅节点阻抗。中心频率是1.8GHz，最大调制频率是20MHz，这意味着DC频带需要考虑到20MHz，而基频频带需要考虑从1.77GHz到1.83GHz，因为整个IM3频带的宽度为60MHz。二次谐波的频带需要考虑从3.58GHz到3.62GHz。很容易在整个基频频带范围内保持阻抗恒定，

20、因为这时的整个调制频率范围只是中心频率的3.3%。同时，对二次谐波而言，这个频率范围也很窄，只要没有二次谐波陷阱，是可以保持阻抗恒定的。二次谐波陷阱将导致阻抗大的波动，从而产生显著的记忆效应。图2.6 MESFET放大器ZGG的测量结果基波与二次谐波只贡献一小部分记忆效应，而主要的记忆效是由包络阻抗引起（基频下与二次谐波频率下的阻抗变化很小，由此造成的记忆效应相对也很小）。包络频率由DC变化到20MHz，这时为了避免记忆效应，栅阻抗应该变化很小，但是实际情况却不是这样。栅阻抗在这个频率范围变化幅度达2个数量级。我们可以得出结论：通过对放大器的仔细设计，不同端阻抗造成的记忆效应是可以限制在只是由

21、于包络频率下阻抗随频率的变化这个来源上。2.5.3 热学记忆效应热学记忆效应由热电耦合造成。放大器的功耗变化会导致芯片表面温度的变化，而芯片表面温度的变化又会导致放大器特性的变化，从而造成放大器的热记忆效应。决定芯片表面温度的主要是DC与调制信号包络。3 功放的线性化技术 功放线性化技术主要有以下几种：3.1 功率回退输入在P1dB回退一定的量，使功放工作在线性区，但是由于现在的无线信号的峰均比较大，若仅使用回退技术来保证功放的线性，功放的平均输出功率将低于其P1dB很多，大大地降低了功放的效率，这种方法单独使用的意义不大,一般与其它方法结合使用。3.2 前馈线性功放即采用前馈（Feed Fo

22、rward）抵消的线性化技术修正HPA非线性造成的互调失真，自适应前馈线性化技术已经很成熟。其原理框图如下图3.1所示：图3.1 前馈线性功放功能框图前馈技术具有较高的校准精度，并且性能较稳定，带宽不受限制，前馈技术可以取得IMD>30dB的抵消效果，由于它是一种后失真方法，所以对记忆效应不敏感。但是由于前馈技术必须使用辅助放大器来放大失真信号（误差信号），这样必然大大降低了效率（效率一般只能做到8%左右），提高了成本；并且在具体设计中需要对误差抵消环的相位延时进行精心调节，这对生产和调试提出了很高的要求；如果出现功率变化、温度变化及器件老化等均会造成抵消失灵。在系统中还需考虑自适应抵消

23、技术，使抵消能够跟得上内外环境的变化。由于前馈线性功放具有系统复杂、造价高、功率效率低、生产调试复杂等缺点，因此数字预失真线性功放技术越来越得到重视。3.3 预失真线性功放顾名思义，预失真就是采用预先失真（Predistortion）的线性化技术，通过在PA前端引入与PA本身正交相反的非线性失真改善功放系统线性。预失真技术包括模拟预失真和数字预失真。模拟预失真在PA的射频输入信号中直接引入预失真，电路结构简单、成本低，但由于模拟预失真线性化效果较差，一般与其它线性化技术配合应用；数字预失真在数字基带信号处理中引入失真过程，理论线性化处理效果可以达到与前馈同等的水平，而且可以实现更高的效率，配合

24、高效率功放如DOHERTY功放，其效率可以达到30%以上；并且数字预失真技术具有自动自适应补偿功能，省掉了费时费力的手工放大器校准过程，大大简化了了功放系统的调试。随着数字预失真线性化技术的不断发展成熟，数字预失真线性化技术将成为未来功放线性化技术的方向和主流。数字预失真线性功放的功能框图如下图3.2，数字基带信号经过预失真处理单元处理，输出经过D/A变换，变成模拟信号，然后经过射频上变频，送给高功放PA；同时， PA耦合一部分输出信号下变频后送给A/D，采样后的输出与基带信号一起送给自适应处理单元进行信号处理，分析PA的失真特性参数，得到数字预失真的失真系数，然后将此失真系数送给预失真处理单

25、元进行数字预失真处理。图3.2 数字预失真线性功放的功能框图 如下图3.3所示，数字预失真处理器对输入数字信号进行预先的失真处理，其失真特性与后级非线性功放的失真特性刚好相反，这样，当数字预失真处理后的失真信号经过后级非线性功放后，后级非线性功放的失真特性刚好抵消了数字预失真特性，最终输出的信号可以看成是输入信号经过一个等价的线性功放而得到的。图3.3 数字预失真处理原理示意图4 数字预失真（DPD）原理4.1 数字预失真原理 数字预失真就是在数字域内在信号输入PA之前进行特殊的处理形成失真的信号，该失真信号表现的特性刚好和PA相反，从而后经过PA后信号进行了线性的放大，达到了功放线性化的目的

26、。数字预失真的目的就是产生这么一个失真过程。数字预失真的原理框图如下图4.1所示。 图 4-1 数字预失真原理框图 简单的可以表示为： （4-1） 这里表示的预失真的传输方程，表示的功放的传输方程。表示的是输入信号。K表示的是一个复常数。这个过程用用增益曲线可以表示为图4.2中（a）所示。 预失真过程仅仅从功率的角度来看，可以认为是增加PA输入信号功率的过程，增加功率的目的是达到功放线性放到的目的，这个过程可以简单的表示为图4.2中（b）所示。 知道PA的传输函数，不同的预失真传输函数可以长生不同的PA级联线性效果，如图4.2中（c）所示，图中按照PA的最大增益，饱和增益和平均增益共拟合了三条

27、线性曲线。 从PA的效率角度考虑，希望最终合成的线性增益曲线按照PA的最大增益拟合，这种情况下预失真的传输函数增益变化很快，给系统的设计带来很多困难，所以实际中需要折中处理。一般都系统都要求DPD使得信号的增益不变。图 4.2 数字预失真原理示意图4.2 数字预失真的实现在4.1中讲到数字预失真的基本原理。数字预失真的实现就是如何产生预失真信号，同时让预失真的传输方程和PA传输方程的级联效果满足信号的线性放大。参考图4-1，可以看表征该框图的如下几个特征是确定的，输入信号包括幅度特性，相位特性，PA表现的特性包括增益特性，相位特性。输出信号包括增益和幅度特性。最终的要求是和具有线性的特性，结合

28、已知的条件，同时参考公式(4-1)很自然就会想到，预失真的表现的传输方程应该和PA的传输方程的反方程，称之为互逆，这样它们的级联才能表现出线性的特性。这其实也就是数字预失真的核心思想，按照这样的核心思想便产生了数字预失真的架构和关键技术。下面分别介绍。4.2.1 PA的模型上面提到只有知道了PA的传输方程才能求出预失真的传输方程即PA传输方程的逆方程。PA的传输方程必须精确的表示PA中三大失真特性即AM-AM特性，AM-PM特性和记忆效应。研究表明，预失真信号与放大器本身失真的幅度与相位必须要严格匹配才能获得满意的线性化性能。如图4.3所示：图4.3 a）IM3失真抵消的原理；b）能取得的抵消

29、水平与相位及幅度误差的关系图中显示，要获得25dB的IM抑制，相位误差要小于23度，增益误差要小于0.25dB（3）。实际系统中，一方面输入PA的数字调制信号的瞬时幅度与频率在不断的变化，因此抵消信号必须跟踪这种变化，另一方面，PA的本身特性随着环境的变化也会有所变化，所以预失真技术也不必须跟踪这种变化，而跟踪的幅度误差与相位误差都将限制IM的抑制性能。提到跟踪，自然会会想到系统控制中的反馈技术，实际中也是基于一个反馈系统结合非常复杂的自适应线性化技术以跟踪信号幅度与频率的变化，从而达到良好的线性化性能。采用反馈式自适应技术，对精确表征PA传输方程的模型的建立是非常重要的，这里仅仅简单介绍几种

30、常见的模型，有兴趣的读者可以参考这方面的专著。常用的PA模型主要有以下几种： Hammerstein模型与Wiener模型认为功放的记忆效应和AM-AM/AM-PM失真是简单的级联组合。记忆效应可以用近似滤波器的特性来表征，非记忆效应失真用专门的AM-AM/AM-PM模型来表示，这两种模型的区别仅仅是表征记忆效应的位置不同。实际功放内部失真特性极其复杂，Hammerstein模型与Wiener模型的这种处理都是为了简化数学运算，都是一种近似，是不完备的，所以这两种模型在实际中都很少采用。 图4.4 基于滤波器的表征PA记忆效应的几个模型 目前采用最多的是Volterra模型，Volterra级

31、数模型是完整描述有记忆非线性系统最为经典的模型，见表达式（4-2）。它描述了功放的记忆效应和各阶非线性结合的特性，是一个完备的模型，但这个模型在物理上无法直接实现。 （4-2）一般可以简化为： （4-3）其中，Q为记忆深度，也就是说记忆效应影响的深度，P是非线性最高的阶数。 记忆多项式模型也是一个简化的Volterra级数模型，由于它具有工程上的可实现性，它是一个常用的经典的功放模型，它仍然是不完备的。4.2.2 数字预失真的实现架构 上面说明反馈技术和PA模型对实现数字预失真的重要性，实际实现中常常采用如下图4.5的架构。 图4.5 数字预失真的一般的硬件架构框图 从上图中看到，数字预失真的

32、硬件架构中都有一条传输链路和一条反馈链路，共同形成了DPD的环路，同时链路上都有增益可控部分，前向链路分别有数字域内的乘法器和模拟域内的数控衰减器DATT。反馈链路中一般只有数控衰减器DATT，当然对于更为精确的控制也会有数字域内的乘法器。4.2.3 DPD模型参数的自适应过程 DPD模型参数自适应的过程实际上就是通过训练得到一个实际的predistorter 模型（PA反模型）的各个参数的值。如下图4.6所示，功放输出耦合一部分信号，经过下变频，A/D，得到输出，经过功率调整，即除以功放增益，此信号作为predistorter 模型的输入，D/A输入信号当作predistorter 模型的输

33、出，经过DSP的自适应算法，得到predistorter 模型的各个参数确定值，使模型输入输出误差最小。从而最终达到predistorter的输入和PA输出信号特性之间的误差最小，从而达到了仅仅线性放大的过程。图4.6 DPD模型参数自适应过程原理图记忆多项式模型是为了物理实现对Volterra级数模型作了较大的简化，它同样是一个不完备的模型。实际各个厂家的功放千差万别，为适应大多数情况，实现DPD时，记忆多项式考虑的阶数，记忆深度就不能太少，这样对硬件资源，自适应算法的实时性提出了较高的要求4.2.4 基于LUT的数字预失真实现 上面提到了PA的模型和DPD评估参数的自适应过程，下面将描述如

34、何将上述的思想来具体的实现。 基于查找表LUT的DPD是目前的主流，它在数字域内实现，简化了实现的复杂度。LUT实现是基于DPD模型的参量是信号的包络，即认为功放所有的失真都是信号包络的函数这一个基本思想进行，Volterra模型也反映了这一思想。参考公式4-3，可以看到DPD的是输入函数包络的幂函数，这些幂函数如果硬件实现会非常消耗资源，同时考虑到PA的模型是一个缓慢变化的过程，所以这些系数可以由软件计算得到并提前放到一张表格中，硬件仅仅实现查表的过程。同时表格会根据图4.6中的误差信号进行调整。具体的结构框图参考下图4.7所示。 图4.7 基于LUT的结构框图图中将PA的特性一共分成N份，

35、每一份中用K-1阶系数来补偿记忆效应，所以K-1对应的 是记忆效应的深度，N是LUT表的深度。如果取N=1那么对应的就是Hammerstein模型。该模型中用fir滤波器结构而非IIR滤波器机构，主要是考虑稳定性，避免极点。DPD的输出可以表示为： . 这里表示的是K阶输入信号幅度m次方的函数。对应的是非线性部分的表结构，它对应的是的函数。用多项式展开，那么就可以得到公式4-3所示的Volterra模型。 图4.7中各个点的传输函数可以表示为如下图4.8所示。 图4.8 基于LUT的DPD结构中各个点的传输函数5 DPD的运用5.1 DPD在无线系统中的位置目前我们设计的RTR单板总体构架没有

36、什么区别，区别仅仅在各个模块中的具体实施中。首先从整体把握：任何一块RTR单板总是分为发射和接收两大部分。但在无线系统中，这里的发射和接收还有别的名称如发射也叫下行或者是前向，通俗的讲我们单板用到基站中，所以发射是从很高的基站到很低的终端手机，形象看来这个就是信号从高到低自然称之为下行。反之亦然，接收端也称之为上行或者反向。其次从整体中把握模块：一块RTR单板按照功能划分如下几个模块，1：光接口模块光接口模块主要是CPRI部分，主要功能按照CPRI协议完成前向基带数据（I.Q信号）的解帧和校验，完成反向基带数据的组帧和校验。同时也完成一些控制信号，同步信号的解帧和组帧。2：前向数字处理模块前向

37、数字处理模块主要是CPRI之后到DAC之前，这一段包括了数字中频的很多关键技术如数字上变频DUC，合波后的削峰CFR，削峰后的数字预失真技术，凡是提到数字预失真技术目前的系统多半都是有反馈端，所以要结合起来看。3：前向射频链路模块 前向射频模块主要是从DAC之后到PA的输入之前，这一部分主要完成将中频向射频的调制过程，同时为了尽可能对信号本身的损伤加入了必要的放大和滤波处理。4：反向射频链路模块 反向射频模块主要是从双工器之后到模数转化之前，这一部分完成将接收到射频解调到中频，同时尽可能减少链路对信号本身的损伤加入了必要的放大和滤波处理。5：反向数字处理模块 反向数字处理模块是包括DAC到CP

38、RI之间的处理部分。包含了反向处理的核心技术，如数字下变频DDC，接收信号强度指示RSSI，数字自动增益DACG等。6：射频前端RFE模块 射频前端主要包括低噪声放大器LNA和滤波器。目前这些模块都集中到双工器中，所以在一定程度上RFE就是是指双工器。有了从整体到模块的掌握，那么就可以按照这样的思路参考1T2R的总体框图5.1进行对号入座了。 图5.1 1T2R的硬件框图 5.2 DPD提高系统的指标 无线通信系统中衡量信号的指标可以分为两类：带内指标如EVM，波形质量RHO值等，这类指标是衡量信号本身的质量。另外的一类是带外的指标如ACPR，这类指标是衡量本系统对其他无线系统的干扰情况,这两

39、类指标都有严格的协议要求。DPD主要改善的是ACPR指标即可以尽可能增加PA的输入功率提高PA效率的同时能满足ACPR的要求。 下图5.2和图5.3是某一系统中打开DPD和关闭DPD的ACPR影响。图 5.2 DPD关闭时8个载波的ACPR图 5.3 DPD打开时8个载波的ACPR第二章： 削峰原理及其运用6 削峰技术引入的目的目前各种无线通讯系统中为了提高频谱的利用效率，都采用频谱利用率较高的BPSK、QPSK、8PSK、16QAM等调制方式，这些调制方式不仅对载波的相位进行调制，还对载波的幅度进行调制，因此，这些调制方式会产生有较大峰均比的非恒包络调制信号。这种调制方式都希望对信号进行线性

40、的放大，然而非等幅的包络信号会产生较大的峰均比，这给系统中的半导体器件提出了更高的线性度要求，为了尽可能的提高器件的工作效率，希望信号有尽可能低的峰均比，所以降低信号的峰均比显得尤为重要，削峰技术因此应运而生。如下图信号峰均比（PAR）、平均功率（就是我们常说的射频功率）、放大器动态在削峰前后关系图如下图6.1所示： 图 6.1 削峰前后输入PA均值功率变化情况从上图6.1可以看出，当一个放大器确定后，其增益曲线也就确定了。峰均比较高时（红色表示），为保证线性度，此放大器输出平均功率较低，同时效率也变低。一旦把信号峰均比降低后（蓝色表示），可以把输出功率提高，效率也就提高了，若功率提高量小于峰

41、均比降低量时，可以让放大器工作在线性区，则放大器的线性指标（ACPR）也就更好了。因此削峰的好处在于：1：可以提高放大器输出功率，但不能无限提高。如把20W功放提高到30W。2：提高了放大器输出功率，减少放大器的回退量，也就意味着效率的提高。3：改善放大器的线性指标。4：目前大功率管子成本较高，而削峰基本上是在数字域实现，成本低，也就降低了系统的成本。5：与预失真结合时，在相同输出功率条件下，降低峰均比可以大大提高预失真改善度。在我们预失真系统测试时，当峰均比为11dB时，预失真改善度只有13dB左右，而把峰均比削到10dB时，预失真改善度就可达1617dB以上。6.1 峰均比定义及测量 峰均

42、比即PAR（Peak-to-Average Power Ratio）常常用峰值因子CF（Crest Factor）来衡量，这里给出CF的定义，然而PAR的定义是对一个给定的CF的一个统计的概念。CF定义如下： （6.1）式中表示的是信号的幅度。CF被定义为信号出现的最大功率好信号出现的平均功率的比值，用dB表示。 PAR的定义是在对信号的功率进行了概率统计，超过均值（方均根表示）的dB值。目前我们常常采用的是0.01%这个概率点的dB值来衡量一个系统的PAR即概率为0.01%时超过均值的dB数，更为直观的参考下面的图6.2，图6.2是采用互补累积概率分布函数（complement of the

43、the Cumulative Distribution Function，CCDF）来得到不同概率下的PAR。从图中可以看到在0.01%这个点的PAR为12.02dB。 图6.2 CCDF曲线中的PAR值6.2 CCDF的数学表示 基带信号都是用正交的I/Q表示，以便通过改变I/Q的幅度就能达到准确调相，调幅的目的。基带的I/Q数据是多个用户多个码道的叠加，因此I或者是Q的幅度（功率）概率密度服从高斯分布，如下图6.3所示。 图6.3基带数据的功率服从高斯分布 数学的简单推导可以知道，如果I和Q的概率密度都服从高斯分布，那么也服从高斯分布。知道了概率分布，要求出幅度小于某一个给定值假设是A的概

44、率就是累积的概率密度，如下图6.4所示，即取积分限为A，的积分。 图6.4 CDF的数学表示 从6.1节的PAR的定于我们知道，PAR要求出的是峰值大于某一个给定值的概率数，其积分的限刚好是A，和CDF刚好相反。所以用了CCDF表示，其原理如下图6.5所示。图 6.5 CCDF的数学表示从图6.4和图6.5中可以清楚的看到，CDF表示的是小于均值dB数的概率，而CCDF表示的是大于均值的dB数的概率，刚好和我们PAR定义的吻合，所以测量中都是用CCDF来测试PAR。 7 削峰的主要指标削峰的过程必然会对原始信号的特性如幅度，相位产生了影响，从而最终影响到信号的质量，所以削峰是以牺牲部分信号质量

45、为代价来换取低的PAR，是PAR和性能的一种折中考虑。所以，就削峰对信号的影响必须有一个清晰的认识。这里提到的削峰指标就是削峰过程中会带来对信号影响的指标，所以，削峰后一般都需要测试这几个指标，概括起来主要有以下几种。7.1 削峰后的PAR 削峰后的PAR直接决定削峰的质量，在满足信号性能的基础上削峰前后PAR的差值是最直接衡量削峰能力的指标，下图7.1 是削峰前后PAR的变化量示意图，图中削峰前和削峰后减少的那一部分概率能量就是我们常常说的削峰噪声，不同的削峰方法会将削峰噪声放到不同的位置，有的带内，有的带外。 我们常常说的削峰能削3dB就是指削峰前后PAR的变化量。 图7.1削峰前后PAR

46、的变化示意图7.2 误差矢量幅度EVM上面提到，削峰是以牺牲信号质量为代价换取PAR的降低的，EVM就是衡量信号带内性能的重要指标，削峰将直接导致该指标的恶化。EVM和波形质量RHO值，信号的SNR都是衡量信号带内性能指标，但是他们之间都有相互的转换关系。EVM是指误差向量平均功率与参考信号平均功率之比的平方根如公式7-1所示，用百分数表示。用来描述理想调制波形与实际测得的调制波形之间的偏差.用来描述通带内总的失真,提供了传输误差的总体的功率水平，其中有幅度的误差和相位的误差如下图7.2所示，削峰针对不同的调制方式必然对信号的相位和幅度产生影响。 （7-1） 图7.2 EVM示意图7.3 峰值

47、码域误差(PCDE)PCDE(峰值码域误差 ):是通过按特定扩频因子将矢量误差功率计算映射到码域。每个码字的码域误差是该码字上的平均映射功率与基准复平面波形平均功率之比，并以dB表示。PCDE是所有码字的码域误差中的最大值。一个特定的PCDE值可以被认为在任何特殊码的最坏的误差功率。-40dB的PCDE值表明，在解扩后，最坏情况下，一个特殊的代码可能具有误差功率为-40dB。有些代码可能具有更好的表现，但最不幸的代码可能具有-40dB的性能。 EVM与PCDE：EVM用来描述通带内总的失真，仅仅提供了传输误差的总体的功率水平，而PCDE却提供了一个描述这些失真的更加精确的方法并给出了这个误差在

48、码域具有什么样的形式。 PCDE将误差E投影到码域，并找出具有最大投影的代码。7.4 邻道泄漏功率比(ACPR)不同点的削峰算法对ACPR影响不同。ACPR(邻道泄漏功率比 )是量化一个基站对于他相邻的基站的干扰程度用来衡量当采用clipping算法进行削峰处理时，可能产生的畸变，造成相邻信道的功率泄漏。 ACPR是一个非常简单的度量，用来量化一个基站对于他相邻的基站的干扰程度。理想情况下，一个基站将要在他分配的5MHz带宽内传输。然而，这样的基站实现是非常困难的，能量泄漏到临近的信道是允许的。例如相邻的第一个上下的5M带宽的能量需要达到-45dBc；而相邻的第二个上下的5M带宽的能量需要达到

49、-50dBc等等，不同制式有专门的协议规定偏离载波多少值在特定的积分带宽内的总能量。计算的过程是比较简单的，首先计算带内传输的功率，接着计算编译特别频点，特定积分带宽的能量，并进行对比转化为dB即可。8 常用的削峰方法8.1 单载波削峰方法目前我们的系统中都是具有多个载波，在DUC之前都是各个载波分开且独立处理，DUC后将载波进行合波。所以，任何算法都可放在系的不同位置实现，关键是能否满足我们的需求，这两个闻之两个位置是：基带硬削峰在载波合路前各个载波独立进行和中频硬削峰在载波合路后进行。 如下图8.1是单个载波时候基带削峰和中频IF削峰的位置点。 图8.1单载波基带和中频削峰位置示意图 这里

50、的单载波削峰都是指在合波前各个载波进行独立削峰，单载波削峰一般信号变化的频率比较低，削峰一般较容易实现，但是就效果而言，各个载波独立削峰后合波后仍然可能导致大的峰值出现，所以，一般用的不多，这里介绍的削峰方法也同样适合于合波后的中频削峰。 单载波概括起来主要有如下的几种削峰算法：1. 基带IQ独立削峰算法；2. 基带幅度削峰算法；3. 基带预补偿削峰算法；4. DIF硬削峰算法；5. DIF匹配滤波基本削峰算法；6. DIF匹配滤波脉冲削峰算法。8.1.1 基带I/Q独立和幅度削峰算法基带削峰算法的优点是不会引起任何ACLR性能恶化，因为其削峰发生在DIF滤波之前，仅仅会对带内的能量产生影响，

51、不带来任何带外能量泄漏，所以基带削峰算法的ACLR性能不是问题。基带削峰又分为两种：第一种是I/Q路信号独立削峰，被削峰的幅度为I路幅度或者是Q路信号的幅度；第二种方法是I/Q幅度削峰，被削峰的幅度为I/Q信号的复包络即。其削峰的原理如下图8.2所示。图 8.2两者不同的基带削峰原理示意图图6-8中削峰门限设置为A，从图中可以看到I/Q独立削峰（图中仅仅对I进行了削峰，Q路保持不变）不仅改变了信号的幅度特性，同时也改变了信号的相位特性。而I/Q联合复包络削峰仅仅改变了信号的幅度，而对信号的相位不产生影响。基带削峰比较简单，但是对信号的幅度或者相位的影响较大，实际中需要综合成本，性能和实现的简单

52、些折中考虑。8.1.2 基带预补偿削峰算法上面两种基带削峰中两个算法的共同的一个缺点是：两者均是依靠滤波器输入端的采样值来预测滤波器的输出，这可能会引起错误的判断。一个可选的削峰方法是结合脉冲成型滤波器的时域特性，仅仅当滤波器的输出需要进行修正的时候，我们才进行修正。其步骤如下：1. 根据基带采样值形成一个试验的脉冲成型信号；2. 对试验信号进行检测，观察哪些峰值的瞬时功率大于给定的门限3. 对峰值附近的基带采样进行脉冲修正，用来除去这个峰值；4. 对修正的基带采样值进行脉冲成型，产生最终的输出。 优点是增加了性能，并且加强了门限和PAR两者之间的关系；缺点是实现复杂，而且峰值彼此接近的时候，

53、补偿一个峰值可能会增加相邻的峰值。 8.1.3 IF硬削峰算法 调整高于门限的输出采样值，使他们等于门限，保持相位不变。 优点：EVM和PCDE性能非常好 缺点：ACLR性能严重恶化，因此也限制了最后的PAR性能。 其原理图如下图8.3所示。 图8.3 IF硬削示意图和结构图8.1.4 匹配滤波器DIF基本削峰算法 数字中频Clipping最大的问题在于在传输带宽外引入了噪声影响了ACPR，防止或抵消该噪声的一种方法是：首先通过硬削峰产生一个修正的信号，然后将这个修正信号通过匹配滤波器去除带外噪声。 优点：简单易于理解，产生理想的信号并滤除带外的能量；缺点：需要实时的计算和滤波，并且滤波可能会引起新的峰值，而且可能会对码域造成影响。 原理的结构框图如下图8.4所示。 图8.4