信号完整性.ppt

1、高速系统PCB互连设计及信号、电源完整性分析1 0.0 0.0 引子引子-Integrity-Integrity分析分析/Interconnect/Interconnect设计设计2 完整性(Integrity) (Integrity) ：信号波形、电源质量、数据时序、电磁场秩序的完好程度，统称为广义信号完整性。 互连(Interconnect)(Interconnect)：芯片内、外连接；PCB内、外连接；系统连接等。含信号线网、时钟网络与电源网络。 高速时高速时不当互连设计将破坏这些完整性性能。无源无源互连元件正互连元件正取代有源器件成为高速系统设计的主角成为高速系统设计的主角！信号像“列

2、车列车”，互连像“铁路铁路”。信号不完整，全是互连惹的祸！是数字设计师数字设计师碰到的新新问题！SI在国内既生疏又熟悉。原先对付干扰、噪声的“三大法宝”是：接地、滤波、屏蔽。显得比较粗糙和感性，知识亟待更新深化。现在，国内对SI量化和细化的研究，呈现出浓厚的热情和较好的普及。30.1 0.1 电气性能的完整性电气性能的完整性英文中人格完整性(personal integrity)，指完善、廉正。对于电气性能，“完整”就是属性的完美。除了狭义信号的完整性(SI)之外，还有数据完整性(DI) 、电源完整性(PI) 、电磁完整性(EMI) 、热完整性(TI)等。信号(SI)和数据完整性(DI)，是指

3、信号电压(电流)完美的波形形状保真度。如果互连设计不当，信号中有严重干扰和噪声；信号外观失真和退化，即信号完整性被破坏。信号和数据完整性设计的追求是：电路正常工作；数据可靠传输。SI/DI是高速互连的核心问题。4广义信号完整性(SI)泛指由各种信号、数据、电源互由各种信号、数据、电源互连引起的所有电压、电流不正常现象，包括：噪声、干连引起的所有电压、电流不正常现象，包括：噪声、干扰、时序抖动、数据传输等扰、时序抖动、数据传输等。狭义的信号/数据完整性，指信号电压(电流)波形的质量,主要包括反射和串扰反射和串扰。物理互连使得信号的波形变退化；形成信号幅度上的噪声(SI)和时序上的错位/抖动(DI

4、)(其实，幅度噪声也可以折算到时序抖动，见DSI一书2.65式)。分析信号(含数据)完整性，归根结底落实到改进理互连设计，使高速信号仍能保持正常工作和传输。50.2 0.2 高速的含义高速的含义现代数字电子系统正在突破1GHz的壁垒，芯片/PCB/系统设计正遭遇日益突出的信号完整性问题。高于100MHz时钟的高频产品，被模糊地称作高速数字芯片和系统。高频不一定高速；低频也不见得低速。准确讲，当系统中数字信号的上升边小于上升边小于1 1纳秒纳秒(ns)(ns)时，称之为高速运行才比较合适。此时互连互连不再“透明”，极有可能对电路和系统造成颠覆性后果。信号不完整不完整，是高速信号高速信号遭遇高密度

5、不当互连高密度不当互连时出现的直接结果。60.3 0.3 互连的范畴互连的范畴电子产品都可看作元器件元器件及其互连互连。从小到大都是不同层次互连互连“编织编织”而成。三个典型的高密度互连载体为：系统级芯片SOCSOC、系统级电路板SOBSOB、系统级封装SOPSOP。物理互连分为四个层次：芯片内连线、芯片封装、PCB及整机系统连接。它们决定高速信号、数据和电源质量。真实互连有：芯片内走线及过孔、压焊点、封装引线、引脚；PCB板线接头、背板(backplane)、线条走线、过孔、连接件；各种连接电缆。还有无源元件：电阻器、电容器、电感器；以及介质、基板、屏蔽盒、机壳、机架等。有源器件则被看作驱动

6、器/接收器非线性宏模型。70.4 0.4 广义信号完整性广义信号完整性物理互连的电阻、电容、电感寄生参数形成的传输线效应影响了系统性能。有四类广义SI问题：SISI电路噪声之一电路噪声之一单线网反射单线网反射(reflection)(reflection)，SISI电路噪声之二电路噪声之二多线网串扰多线网串扰(crosstalk)(crosstalk)；电源完整性电源完整性轨道塌陷轨道塌陷(rail collapse)(rail collapse)及及SSNSSN噪声；噪声；电磁完整性电磁完整性电磁干扰电磁干扰(EMI)(EMI)；数据完整性数据完整性数据传输中的抖动数据传输中的抖动8u 狭义

7、信号完整性(SI)之一反射(reflection)指传输线上存在回波(echo)。驱动器输出信号(电压/电流)的一部分经传输线到达负载端的接收器；由于不匹配一部分被反射回源端驱动器，在传输线上形成振铃(ringing)驻波。过冲(overshoot)是指第一个峰值或谷值超过设定电压；下冲(undershoot)是指紧邻的下一个谷值或峰值超过设定电压；振铃(ringing)就是反复出现的过冲和下冲。9图0-4 实际互连的阻抗不匹配示例，多分支更是如此10图0-5 振铃曲线，是由于阻抗不匹配造成的反射所致11u狭义信号完整性(SI)之二串扰(Crosstalk)指两个不同互连网之间引起的干扰和噪声

8、。发出串扰的一方称为Aggressor(攻击线网、攻击线、动态线)；被干扰的线网称为Victim(受害线网、受害线、静态线)。通常，每一个线网既是Aggressor，又是Victim。反射和串扰合在一起，构成经典的狭义信号完整性问题。12图0-7 互连上的远端串扰(蓝色)和近端串扰(红色)13u轨道塌陷/电源噪声及电源完整性(PI)地弹是返回路径中两点间的非正常瞬变压降，通常由电流的突变引起。当流经返回路径电感的电流突变时，在电感上产生的电压降就是地弹。电源地网络的阻抗突变也形成地弹(即IRdrop)！电源分布网路(PDN)中轨道塌陷，是指由于电源/地网络中的路径压降过高，导致器件实际的净电压

9、不足(塌掉了)。目前，常规的PDN设计以目标阻抗为指标。但有些缺陷，在研究中我们提出了多输入阻抗概念，详见SIADSIAD信号完整性分析与设计信号完整性分析与设计一书第8章。14图0-8 三种电源噪声和地弹情况15u 电磁干扰(EMI)及电磁完整性(EM Integrity)微观电路(含互连)级的电磁兼容(EMC)称之为电磁完整性(EMIntegrity)，缩写也是EMI。EMI牵涉三个环节：干扰源头、敏感接收端、双向传播路径(末端的天线效应不计入)。EMI重在源头/收端及路径分析。包括抑制反射、抑制串扰、抑制共模电流、改进互连设计。电缆、导线或封装管脚都有不同程度的天线特性，PCB、IC的走

10、线和电缆都能发射。FCC给定某频率最大发射(对应我国是对应我国是GB1726/GB4343/ GB1726/GB4343/ 9254; 9254; 国军标国军标GJB151/152A-97GJB151/152A-97电磁辐射和敏感度标准电磁辐射和敏感度标准) )。16u有损传输线以及数据完整性(DI)有损传输线引起数据上升边退化，从而引起符号间干扰，即ISI，进而形成重要的抖动抖动问题，造成所谓的数据不完整，数据不能正确传输，加大误码率(BER)。当频率1GHz时，介质损耗增长与频率成正比，而导线损耗与频率平方根成正比( (注意此处的自变量为频率注意此处的自变量为频率) )。这是广义的色散效应

11、。FR4的损耗引起波形退化示例如图0-10：当数据经36inch传输，上升边增加到1ns。17图0-10 由于有损线造成的上升边退化(总时延纯时延+纯退化)180.5 SI0.5 SI的分析描述技术的分析描述技术分析和表征信号完整性，分为时域和频域两种途径和手段。时域(time domain)是根本！用示波器观察信号波形失真和眼图。找出pin-to-pin的时延、错位、抖动、噪声、过冲/下冲及建立/保持时间等。选用的仪器有TDR。频域(frequency domain)，用频谱分析仪观察分析信号波形，通常用于信号噪声的带宽分析、噪声抑制度量及EMI量级分析。仪器有VNA和阻抗分析仪(IA)。1

12、9经验法则经验法则直观快捷，如“单位长度自感1nH/mm”。解析近似解析近似：忽略次要因素实现简捷有效的近似表征。数值仿真数值仿真：精准预测特性阻抗、串扰、任意截面传输线的差分/共模阻抗等；准确仿真任意端接对SI的影响。侧重点是提高直觉和创新能力，倡导基于数值仿真工基于数值仿真工具具/测量的测量的SI设计与研究设计与研究。仿真质量取决于元件模型、器件模型(IBIS)、互连模型的质量。要熟悉互连的集总参数及分布传输线模型。IBIS驱IBIS收20 SI的四种分析描述表征手段和途径加上测量技术，共计四种分析及描述表征手段：加上测量技术，共计四种分析及描述表征手段：经验法则；经验法则；解析近似；解析

13、近似；数值仿真数值仿真 ( (有场和路两种途径有场和路两种途径) )；实际测量。实际测量。 21 SI/PI仿真用软件SPICE(SPICE(侧重侧重ICIC的仿真程序的仿真程序) )MentorMentor：HyperlynxHyperlynxCandenceCandence：SigXP(SigXplorer )SigXP(SigXplorer )AnsoftAnsoft：HFSS(HFSS(高频结构仿真高频结构仿真) ) 、SiwaveSiwave、Q3DQ3D、SI2DSI2DAgilentAgilent：ADSADSSigritySigrity：Speed2000Speed2000CS

14、T(3DCST(3D电磁仿真电磁仿真) ) Empire(3DEmpire(3D电磁仿真电磁仿真) )220.6 0.6 信号完整性测量信号完整性测量( (描述表征描述表征) )技术技术 测量高速互连的三种主要仪器时域反射仪时域反射仪(TDR)(TDR)；阻抗分析仪阻抗分析仪(IA)(IA)；矢量网络分析仪矢量网络分析仪(VNA)(VNA)。23时域反射仪(TDR)在时域工作。发射快速上升的阶跃信号，上升边为35ps到150ps，然后测量反射的瞬变幅度。阻抗分析仪(IA)测量电压/电流比=阻抗。频率从100Hz到40MHz。有四个接头，一对接头产生流过被测器件(DUT)的正弦波电流，第二对接头

15、测量被测器件(DUT)的正弦电压。矢量网络分析仪(VNA)在频域工作。每个接头或端口发出一个正弦电压，频率范围从几KHz到50GHz，在每个频率点测入射电压幅度与相位以及反射的幅度和相位。24将三种测量仪器作一归纳如下： 1. 时域反射仪(TDR)：时域, 信号源示波器(间接测);2. 阻抗分析仪(IA)：频域, 正弦电流源+电压表(直接测)；3. 矢量网络分析仪(VNA)：频域, 电压源电压表(间接测)。 实际上，时域测量唯一最重要的仪器还是示波器，它可以观察任意波形；还可以分析眼图；也可测抖动。250.7 0.7 八个基本原则八个基本原则研究信号完整性，有八个基本原则为参考：(1). 从概

16、念上，电容电容无处不在地影响SI。电容上电压变化时必然形成电流。(2). 从概念上，电感电感无处不在地影响SI。只要电流或者磁力线匝数发生改变，在导线的两端就会产生电压。它是产生开关噪声、地弹、轨道塌陷、EMI的内在机理。26(3). 用传输线传输线的观点设计一段互连，要有信号及返回路径问题。(4). PI及SI中的“接地接地”，接地不当造成的问题比用接地解决的问题多。寻找/处理“返回路径”, 而不是“地”。地平面/电源平面三功能：器件供电；数字信号基准电压；降低噪声、抑制干扰。要在其他功能不破坏的前提下，最大限度降噪。不然，三种功能走向反面：基准失效、供电塌陷、噪声干扰的垃圾通道。要极力避免

17、并消除。电源/地异常重要。27(5). 高频损耗高频损耗造成信号信号上升边退化，不再是宽带信号不再是宽带信号。其中：导线趋肤损耗随频率平方根平方根 增加；介质损耗随频率f线性线性增加。互连带宽不再是无限，而是有一本征带宽本征带宽。(6). 设计时的分析包括时域和频域时域和频域两途径。在频域，实用中不能让实际信号带宽实际信号带宽超过互连模型带宽。f28(7). 分析SI问题的三个层次：经验法则、解析近似、经验法则、解析近似、数值仿真数值仿真技术。(8). SI的测量不可或缺。用以验证设计/制造过程、降低风险、提高仿真的可信度。SI的测量仪器有三种：时域反射仪时域反射仪(TDR)(TDR)；阻抗分

18、析仪；阻抗分析仪(IA)(IA)；矢量网络分析仪；矢量网络分析仪(VNA)(VNA)。测量仪器都有一定的带宽一定的带宽而影响所测波形形状的可信度。290.9 0.9 高速互连设计初步高速互连设计初步高速互连是信号不完整的直接根源。为此，重点是设计互连的结构与参数；尽可能先全面系统级仿真，然后再去投片、制板进行系统硬件实现。解决信号完整性问题，要用新的设计方法学、新的设计策略。其技术内涵是：采用分析工具与技术、进行建模仿真；对芯片和系统按规则设计；制造后的测试验证。302.1 2.1 时域时域时域是真实世界，最好能在时域进行分析和讨论信号波形的幅度和时序，例如：最重要的上升边退化！所有时序波形的

19、优劣对比都是在时域中观察和验证的。人们习惯于在时域按时间的先后顺序观察时序波形。但是，电子工程师常常交替地使用时域与频域的概念！312.2 2.2 频域及正弦波频域及正弦波时域是惟一客观存在的域，频域一般不对应真实的物理对象，它只是一种虚构的数学变换形式。而正弦波却是频域中惟一真实存在的波形。这是傅里叶频域最重要的优秀特征。这样，人们可以用熟悉的正弦波在傅里叶频域完成对电压电流波形的方便又等价的描述。32332.3 2.3 频域频域正弦波级数合成时域信号波形正弦波级数合成时域信号波形频谱表示的是时域波形包含的所有正弦波频率的幅度。如果先知道频谱，要想观察它的时域波形，只需将每个频率分量变换成它

20、的时域正弦波，再将其全部线性叠加即可。这就是傅里叶级数合成的逆变换，如图2.7所示。图2.7 把每个正弦分量加以叠加，即可将频谱转化为时域波形频域中的每个分量都是定义在时域中t=到+上的正弦波(大波大波)。为了重新生成时域波形，可以将频谱中所有正弦波在时域中的每个时间点上叠加，得到时域合成波形。对于1GHz理想方波理想方波的频谱，第一项是零次谐波，其幅度为0.5v。这个分量描述了时域中的直流常量。第二个分量是一次谐波，这在时域中是频率为GHz、幅度为0.63v的正弦波。它与前一项叠加，在时域中得到均值为0.5v的正弦波(蓝色蓝色)。显然，这与理想方波有较大差距，如图2.8所示。3435图2.8

21、 对于1GHz理想方波，叠加0次谐波+1次谐波， 0次谐波+1次谐波+3次谐波时形成的时域波形从加入3次谐波开始，时域波形的上升边逐渐变陡。加上第7次谐波，再加上第19次谐波，最终一直加到第31次谐波，会发现上升边不断缩短，如图2.9所示。将所有相继的高次谐波不断与已有波形相叠加，得出的结果会越来越像理想方波。尽管高频分量的幅度已经很低,但是又不容忽视!因此，通常认为信号完整性研究的是宽带宽带信号。3637图2.9 将图2,8放大。 对于1GHz理想方波，依次叠加各次谐波生成的时域波形：首先是0次谐波和1次谐波，再加上3次谐波，7次谐波，第19次谐波，最后一直加到第31次谐波2.4 2.4 有

22、损传输线使上升边退化有损传输线使上升边退化 再看互连对信号的影响。一个理想无损传输线的带宽是无穷大。用互连对信号高频分量的衰减程度表征互连的带宽。带宽指出信号频谱中最高的有效正弦波频率分量。如前面的2.8图所示，如果只用零次、一次和三次谐波合成时域波形，那么所得信号波形的带宽只达到三次谐波的值，即GHz。这时，这个波形的最高正弦波频率分量是GHz，更高正弦波频率分量的幅度为零。38如果像图2.9那样增加更高次谐波来生成波形，那么设计的信号带宽为GHz、19 GHz和31 GHz。以理想方波的频谱为基准，每种情况下生成的波形的带宽越来越宽。信号波形的带宽值越宽，对应时域中10-90上升边就越短(

23、表明高频分量很丰富)，与理想方波的波形就越接近。同理，若信号的带宽越窄(等于去除高频分量)，则其上升边就越长。3940信号沿FR4传播，两种有功损耗：导体损耗和介质损耗。两种损耗的高频衰减大于低频衰减，而对低频分量的影响却小得多( (越是频率高，吃的越厉害。专门吃高频越是频率高，吃的越厉害。专门吃高频！) )。超过1GHz的高速链路中不用不用FR4的主要原因就是为了防止上升边退化。2.5 2.5 信号带宽与上升边信号带宽与上升边的简单关系的简单关系 输入信号经过传输线变成输出信号，可用时域上升边描述，也可用频域带宽描述，二者是等价的。给出频谱带宽带宽(最高有效正弦波分量)时域上升边上升边之间的

24、对应关系式非常有用！每个波形测量得到的10-90上升边(时间)和带宽，凭经验可以画出一个简单的关系式。如下面的图2.11所示，这是个基本关系式，对所有信号均适用。41图2.11 信号带宽与10-90上升边之间的经验关系式。拟合出的直线表示其关系近似为：BW=0.35/(BW=0.35/(上升边上升边RT)RT)(RC(RC滤波输出信号带宽与上升边的推导详见滤波输出信号带宽与上升边的推导详见DSIDSI一书一书1.4.21.4.2一节一节) )42信号带宽与上升边呈倒数关系。拟合的结果显示，带宽与上升边的关系为：0.35BWRT (2.4)上式推导见DSI书1.4.2，可理解为：BW=1/(3R

25、T)BW=1/(3RT)。即： 信号上升边 带宽0.35。若信号上升边ns，带宽则约为0.35 GHz。若带宽为GHz，则上升边为0.1ns。4300ACh3 3.1 .1 电容、介电常数及去耦效力电容、介电常数及去耦效力电容的静态静态定义为：二平行板间距为h，面积为A，电容量C0为下式(很好理解)：其中：C0 单位pF； 0 自由空间介电常数，0.089pF/cm或0.225pF/inQCV(5.5a) (5.5) 如果介质不是空气，则在0前再乘以下表的r。4445材料材料( (相对相对) )介电常数介电常数 ( ( r r) )空气1特氟纶2.1聚乙烯2.3BCB材料2.6聚四氟乙烯2.8

26、聚酰亚胺3.4GETEK材料3.64.2双马来酰亚胺三嗪玻璃3.73.9石英3.8杜邦卡普顿4FR4FR4玻璃纤维板玻璃纤维板4 44.54.5玻璃陶瓷5钻石5.7氧化铝910钛酸钡5000水水8080图5.3 互连中常用的绝缘材料的介电常数46u 电容去耦能力电容去耦能力( (时间时间) )评估评估稳压系统中除了稳压器稳压器之外，常用三种去耦滤波电容器: 体电容器、体电容器、SMTSMT电容器、平面电容电容器、平面电容(电容量很小)。流经电容器的动态动态电流I与其上动态动态电压V的关系为：(5.2)电容器能量CV2/2不能突变，造就了电压电压不突变的去耦效果。QdVICtdt47为了芯片的稳

27、压，常在负载在负载芯片芯片附近附近加去耦电容器C。在时间t内，电容器C阻止电压V下降(实质是电容向芯片供实质是电容向芯片供电电)。记芯片功耗P，电压下降为供电电压5的去耦时间t近似为：(5.7)式中V2/P=V/I=R(负载阻抗)，式(5.7)就是：t=0.05RC。可知，电容器放电持续到时常数=RC的5时，电压将下降到原值的95。上面(5.7)式，指出了增大去耦时间增大去耦时间 t 的可能途径!20.05VPtC3.2 3.2 电感在电感在SISI中的地位中的地位电感降压/电容稳压，电容/电感间是你死我活的斗争。电感是最头痛最头痛的无源参数，它对信号完整性四类问题都有最严重的影响: 电感性突

28、变引起反射反射，线间感性耦合引起串扰串扰、PDN中的电感引起轨道塌陷轨道塌陷及EMI。通常都要设法减小电感。例如：减小信号线间的互感以减小串扰；减小电源分配网络的回路电感以减小SSN(同步开关噪声Simultaneous Switching Noise )、地弹和EMI。对电感要进行优化设计，以便得到良好的信号完整性和电源完整性。483.3 3.3 对电感的定性认识对电感的定性认识 电流I周围形成闭合磁力线圈(匝)N。一段直导线，如图6.1所示，若有1安培电流从中流过，在导线周围将产生同心环形磁力线圈。距离电流越远，磁力线圈数就越少。如果距离电流足够远，则磁力线圈数将接近为零。4950图6.1

29、 电流周围的环形磁力线圈。从上到下，导线周围都存在磁力线圈可以用熟悉的右手法则，判定确定磁力线的方向，如图6.2所示。51图6.2 电流周围的磁力线圈方向遵循右手法则523.4 3.4 自感自感和互感和互感如图6.3所示，两条邻近的导线a和b，如果只有第一条导线a中有电流，在a的周围就会出现自磁力线圈，而其中的一部分也环绕了b。图6.3 导体周围的磁力线圈源自自身电流之外，还源自其它电流一条导线自身电流产生的磁力线称为自磁力线圈自磁力线圈；由邻近电流产生的磁力线称为互磁力线圈互磁力线圈。如果两条导线中的电流方向相同，磁力线方向也就相同。第一条导线a周围的磁力线圈净匝数净匝数等于自自磁力线匝数加

30、上加上互互磁力线匝数。如果电流方向相反，磁力线方向也就相反。第一条导线a周围的磁力线净匝数净匝数应是自自磁力线圈中减去减去互互磁力线圈，因此匝数值是减少了。这两种情况下的互感互感并没有发生变化，只是自感/互感所形成的磁力线方向相同还是不同而已。53互感是一条导线中流过单位安培电流时，所产生环绕在另一条导线周围的磁力线匝数。两条导线拉近时互感增大拉近时互感增大；反之则会减小反之则会减小。互感也是磁力线圈匝数与电流的比率，同样用nH度量。互感有两个不同寻常和微妙的特性一. 对称性对称性：a对b的互感 = = b对a的互感。这一特性是两导线同等共有的，所以有时把互感称为“两导线间的互感”。54两条导

31、线的几何形状可能不同，如一条可以是窄条线，另一条也可以是宽平面。不管每条导线的形状和大小如何不同，上述结论总是正确的。二. 互感互感 两个导体中任意一个的自感自感。毕竟，互磁力线圈源自某一导线并且一定也是某一导线自磁力线圈的一部分；所以，互感一定小于两导互感一定小于两导线自感的最小值线自感的最小值。55563.5 3.5 电感的动态定义电感的动态定义 V=LV=L I/I/ t t只要一段导线周围的磁力线净匝数发生变化，导线两端就会产生一个感应电压( (本质上还是磁场能量本质上还是磁场能量LILI2 2/2/2不能突变演绎成电流不能突变) )。如图6.4所示，该电压V与磁力线净匝数变化的快慢N

32、/N/t t有关：图6.4 导线周围磁力线匝数变化，导线两端将产生感应电压上述关系式可以看作是电感的动态定义。判断电感两端产生电压极性的准则是：它将产生感应电流，该电流将力图阻碍原电流的变化。形成感应电压，是电感在信号完整性中地位重大的原因。正是这个感应电压将引起反射、串扰串扰、SSN噪声、轨道塌陷、地弹和大多数电磁干扰源(EMI)。下面先讨论互感及其感性串扰。5758图6.5 导线b b中电流的变化使得导线a a上产生感应电压。这个现象就是串扰的一种u 感性串扰感性串扰如图6.5所示。由于互感，b中的电流变化，在第一条导线a的两端产生了感应电压。人们用串扰串扰去描述：在导线a上产生的感应电压

33、噪声，其值为：5960 (6.5)其中：V1noise 第一条导线a中的感应电压噪声 M 两条导线之间的互感 I2 第二条导线b中的电流如果存在多条导线2n，其余各导线上的电流都会在某导线1周围产生互磁力线圈。21noisedIVMdt613.6 3.6 支支路净电感及地弹路净电感及地弹如图6.9所示，两段导线组成一个完整的回路，例如封装中相邻的电源和地返回键合线。在IC封装中也可能是相邻信号引脚和返回引脚；在电路板上也可能是相邻信号平面和返回平面等。图6.9 有两个支路(Legs)的电流回路：初始电流和返回电流62u 地弹地弹( (相邻电流反向的情况相邻电流反向的情况) )回路的两个支路a、

34、b都有其相应的局部自感，分别记为La、Lb；这两条支路间互感为Lab；回路中同一个电流记为I，它在支路a、b中的大小相等，但流向相反。考察支路b的周围，其自身电流的磁力线匝数为Nb= ILb。同时，在支路b周围还有一些磁力线圈是源自于支路a电流的，其匝数为Nab=ILab。63由于a、b中电流方向相反，于是支路b周围的磁力线净匝数为： (6.10)其中，Lb Lab称为支路b的净电感净电感。当相邻电流的方向相反时，正是净电感才决定着当回路电流变化时支路a、b两端感应电压的大小。如果支路b是返回路径，则称在路径b上产生的电压为地弹地弹。()netbabbabNNNLLI64返回路径上的地弹电压降

35、为：(6.11)其中：Vgb 地弹电压 L net 返回路径的净电感 Lb 返回路径支路的局部自感 Lab 返回路径和初始路径之间的局部互感()gbnetbabdIdIVLLLdtdt从上式可知，为了减小地弹，有两条途径： 第一，尽可能减小回路电流的变化率(减缓上升边)； 第二，尽可能减小减小Lnet，即减小自身的局部自感；同时尽量增大增大两支路间局部互感。减小返回支路的局部自感，需要令返回路径尽可能短而宽(这就是为什么使用平面使用平面？)；增大返回路径和初始路径间互感，二者需要尽量靠近靠近。设计规则：尽可能让返回电流靠近初始电流，这样可以减小线的净电感。65u 相邻电流同向情况举例相邻电流同

36、向情况举例：电流方向相同，互磁力线和自磁力线圈方向相同，二者叠加，其中一条电源导线的净电感为L net= La + Lab这时，为了减小电源引线的净电感，就不仅要尽量地减小引线的局部自感；还必须尽可能地减小引线之间的局部互感。这就是为什么多条电源线要远离，也是为了分流SSI。66设计电源分配网络时，减小支路净电感的设计规则是：尽可能让同向平行电流之间的中心间距大于它们的长度让同向平行电流之间的中心间距大于它们的长度。例如，两条长度均为100mil的相邻走线，如果它们都是电源线，那么它们的中心距至少应为100mil。相互靠近使得每个支路的净电感增大，导致导线开关噪声增大。芯片各个电源引线相互间一

37、定要远离芯片各个电源引线相互间一定要远离! !67683.7 3.7 回路总回路总电感电感实际上，电流总在完整的回路中流动，该完整电流回路的总电感称为回路电感回路电感。电流回路的回路自感就是当回路中流过单位安培电流时，环绕在整个回路周围总的磁力线匝数。上述例子中有两条直线段支路的回路自感，其中支路a可对应信号路径，支路b就对应返回路径。69整个回路的自感为：(6.12)其中：L loop 回路自感 L a 支路a的局部自感 L b 支路b的局部自感 L ab 支路a、b的局部互感两支路靠得越近，各支路局部自感保持不变，而互感增大。此时，回路的总电感就越小。2loopaabbabababLLLL

38、LLLL一般而言，一个回路中两个支路的电流方向总是相反相反。两条支路靠得越近，局部互感越大，回路的总电感就越小。因此，减小回路电感（实际上是总自感）的出发点是：使返回路径靠近靠近信号路径，以增大两路径间的局部互感。70对于一个完整的回路而言，在信号路径和返回路径横截面均匀的特殊情况下，回路电感与长度成比例，从而可以定义互连的单位长度回路电单位长度回路电感感。例如，常用的扁平电缆导线,单位长度回路电感约为16 nH/in。71若同一回路相邻平面间距加大(电介质变厚)，局部互感将减小，回路电感将变大，电源噪声将变大。注意，PDN中地弹噪声因为回路电感加大而变得比较严重。它将在外部电缆中激励出共模电

39、流，从而引起EMI问题。 电源与地平面要尽量靠近，以减小平面的回路电感，进而减小轨道塌陷和EMI。72733.83.8 回回路间的互感路间的互感两个相互独立的电流回路，它们之间就产生互感。回路互感是第1条回路回路中有1安培电流流过时，所产生环绕在第2条回路回路周围的磁力线匝数。如果磁力线匝数改变，还会产生噪声电压。噪声值为： (6.24)其中：Vnoise 在第第2 2条条回路中产生的电压噪声 L Lm m 两回路之间的回路互感 dI1/dt 第第1 1条条回路电流变化率1noisemdIVLdt74该类噪声经常称为串扰开关噪声、串扰同时开关噪声(SSN)或串扰I噪声。减小串扰开关噪声的方法是

40、减小两个信号路径返回路径回路间的互感：1. 可通过拉大两回路间距实现。2. 由于互感小于两回路自感的最小值，所以减小两回路的自感也可以减小回路间的互感。753.9 3.9 电感分类电感分类电感的各种分类如下：1. 电感电感：流过单位安培电流，导体周围的磁力线匝数。2. 自感自感：独自有单位安培电流，导体周围磁力线匝数。3. 互感互感：某一导体流过单位安培电流时，环绕在另一导体周围的磁力线匝数。4. 回路电感回路电感：独自流过单位安培电流时，环绕在整个电流回路周围的磁力线总匝数。此处的回路电感实质上是回路自感。766. 回路互感回路互感：一回路电流在另一回路周围磁力线匝数。7. 局部自感局部自感

41、：其他地方没电流，该导线段电流周围磁力线匝数。9. 局部互感局部互感：其他处无电流，只有某段b上有1安培电流时，在另一段导线a周围磁力线匝数。10. 支路净电感支路净电感：当回路流过1安培电流时，一段导线周围磁力线匝数为该段支路净电感。11. 并串联的等效局部自感并串联的等效局部自感：多段电感串联或并联后的新局部自自感值。4.1 4.1 单一线网的阻抗匹配问题单一线网的阻抗匹配问题单一线网单一线网的问题涵盖了反射振铃、退化失真及时序错位。形成反射和退化的实质是阻抗不匹配。单线网的特性阻抗取决于物理几何结构(横截面)和材料介电常数。阻抗突变的拓扑结构分为串联、并联两种。需要对各种情况建模再进行仿

42、真。多次反射形成振铃。如果信号上冲会造成工作不稳定；下冲下冲则会超过噪声容限噪声容限，造成误触发。图8.1示例单一线网末端不匹配形成的反射噪声。77图8.1 1in长互连的接收端波形，由于末端阻抗不匹配和多次反射而产生的“振铃”噪声只要信号遇到瞬时阻抗突变，反射就会发生。这可能发生在线末端，或者是互连拓扑结构改变的地方，如拐角、过孔、T型结构、连接件和封装处。78为了获得完整的信号，互连设计时要尽可能保持互连阻抗的阻抗的恒定恒定。1. 首先，保持互连有一个不变的特性阻抗。使用真正的点对点均匀传输线并减小减小分支线长度，就能保持瞬时阻抗的恒定。2. 其次，改善拓扑和物理结构设计，用菊花链菊花链、

43、星星簇簇或周期性加载周期性加载等分支结构(此处实际问题最复杂！)。3. 再者，增加分立阻容元件实现匹配；用补偿网络维持阻抗的恒定。79反射系数为(8.1)图8.2 只要信号受到的瞬时阻抗发生改变，就会有一些反射信号，同时继续传输的信号也有一定的失真2121reflectedincidentVZZVZZ80本讲要点本讲要点单一线网对应于实际的封装键合及引脚线、焊盘及过孔、接插连接件、线条宽窄介质变化及拐弯、返回平面间隙、容性负载、Y型分支线及桩线等。阻抗不匹配引起反射振铃。从单线网模型着手研究，找出设计对策：1. 1. 模型模型 (1) 串接阻抗突变；串联电感突变。 (2) 并联分支及桩线；并联

44、容性(终端、中途)。812. 2. 对策对策 (1) 点点(彻底的阻抗受控，含差分对)。 (2) 极力做到阻抗变化小于10，或者是短突变。 (3) 菊花链、远端簇、周期性加载。 (4) 源端、终端匹配。 (5) 对感性突变的容性补偿。824.2 4.2 传输线中的损耗传输线中的损耗传输线的一阶n节LC模型，称作理想的无损耗模型。当信号沿线传播时，接收端感受到五种方式的损耗(退化基本上都归为高频损耗。下述前三种也都与频率有关也都与频率有关，只不过后两种是重点)：辐射损耗(EMI)；串扰损耗(Crosstalk)；反射损耗(Ringing)； 导线损耗；导线损耗； 介质损耗。介质损耗。83 EMI

45、: 辐射损耗一般较小。但是，它在电磁干扰(EMI)中则很重要(辐射强度与频率有关，后详)。 串扰：部分动态线信号能量耦合到邻近静态线上将引起动态线原本信号上升边退化(互容、互感引起的传导串扰，后详)。 反射：并联容性/分支和串联感性/突变引起的高频分量反射回到源端，最终由匹配电阻器或源驱动器阻抗消耗。84、有损线：导线损耗导线损耗是由导线电阻引起的串联损耗；介质损耗介质损耗是由介质材料耗散因子引起的并联损耗。FR4上线宽8mil(密耳)、特性阻抗50，频率高于1GHz时，介质损耗比导线损耗要大得多。在频率2.5GHz或更高速的链路中，介质损耗占主导地位。854.34.3 串扰是什么串扰是什么串

46、扰是发生在两个线网之间的一种耦合效应。任何两条线网之间都存在串扰。串扰与线网整个的信号返回路径回路都密切相关。此处只讲传导串扰，不涉及辐射串扰。图10.1给出一条3.3V信号的攻击线和旁边的受害线，图中是攻击线/受害线的接收器波形和噪声情况(显然，此例中攻击、受害线均只用源端匹配)。受害接收器的噪声大于300mV。86图10.1 一条动态线动态线在静态线静态线上串扰大于大于1010。线条为FR4具有源端串联50匹配的微带线，线宽和线间隔都是10 mil(学完图10.37即可理解此图，这是源端匹配后真实的动态线/静态线远端接受波形)874.4 4.4 互连近端互连近端/ /远端串扰远端串扰信号从

47、动态线一端输入。两条线的近端、远端都加以匹配就消除了反射，可认为此处只有串扰。图10.3是测量串扰的结构。静态线两端接到高速示波器的输入端，同时测量近、远两端的噪声电压。近端串扰远端串扰远端串扰图10.3 测量动态线网和静态线网之间串扰的结构，在静态线的远端和近端观察串扰88图10.4给出相邻静态线近、远两端的噪声电压。此例中，两条50微带传输线大约4in长，线间距=线宽。每条线两端都有50匹配电阻器，反射可忽略不计。图10.4 动态线由200mV、上升边为50ps的信号驱动时，在静态线上测得的噪声(红色：近端近端；蓝色：远端远端)894.5 4.5 本讲要点本讲要点1. 串扰分近端串扰和远端

48、串扰。2. 串扰考虑容性耦合和感性耦合；在近端二者叠加，在远端则相减。3. 减小串扰的重要方法是增大信号路径的间距。4. 带状线没有远端串扰，只有近端串扰。5. 抑制反射的源端匹配策略，可能会在远端形成经典意义的近端串扰。906. 饱合长度等于上升边空间延伸的1/2，此时近端噪声幅度达到饱和值。因此互连要尽量短点！7. 微带线远端噪声与耦合长度时延/上升边的比值Len/(RT*v)成正比。不要和“陌生人”一起走长路！8. 防护布线要加上短路过孔，否则“画蛇添足”。9. 紧邻线信号的开关方向还会影响受害线信号时序。10. 要特别小心互感。由于电源分配网络返回路径造成的电感回路可能很大很远，不像互

49、容因远离而减小。915.15.1 电源分配网络电源分配网络(PDN)(PDN)的范畴的范畴电源分配网络电源分配网络(PDN)(PDN)，包含从稳压模块(VRM)到电路板、封装，再到芯片内所有的互连。可分为五个区段 VRMVRM； 体去耦电容器体去耦电容器(也可以与VRM合并为一个层次)； PCBPCB板板上的SMT电容器、互连、电源/地平面； 封装封装引脚、键合线、互连及嵌入电容器； 芯片芯片内互连及电容等。PDN的每个电压轨道都有一个网络。可以是覆盖整个电路板的很大网络，在该网络上还挂接有很多个元器件。92电源分配网络及电容器选择电源分配网络及电容器选择电源分配网络(PDN)也可以划分为四个

50、层次：VRMVRM及体及体电容器电容器；PCBPCB电源分配网络；封装封装电源分配网络；芯片芯片内电源分配网络，如图13A.1所示。图13A.1 PDN的典型组成935.2 PDN5.2 PDN的电源完整性的电源完整性(PI)(PI)问题问题对PDN首要和基本的要求是电源完整电源完整(PI)(PI)： 裸芯片焊盘处裸芯片焊盘处有恒定的电压供给(低频低频轨道不塌陷)； 此处的此处的高频高频电源纹波噪声能够维持在一个很小的容差范围内，通常在5以内； 保持电磁完整性(EMI)：抑制电磁辐射(EMI)，也抑制被外界干扰。PDN的作用有三个：保持裸芯片焊盘前后电压恒定；使地弹噪声最小化；使EMI最优化。9495PDN工程化建模工程化建