模拟集成电路设计复习笔记

1、2.2 I/V特性1 .I-V特性饱和区：A）=；，（嚓-嗑F1117沟长调制；/也=不房加7（噎-qj（l限）上JLjwr】一线性区上ID=m-（嚷-叫7-5喘JL-JI/深线性区：,口=4；彳（喂-以心2_y2 .跨导必。&7（嚷-匕力）L2.3二级效应1 .体效应VTH=VTH+/口2F+IA/?J2（I）模集复习笔记By潇 然2018.6.20J2q&NW定义：VGS对IDS的控制能力（IDS对VGS变化的灵敏度）饱和区跨导gm表达式：2.线性电阻表达式2.4 MOS器件模型定义：信号相对于偏置工作点而言比较小、不会显著影响偏置工作点时用该模型简化计算由gmgmhrO等

2、构成低频小信号模型，高频时还需加上CGS等寄生电容、寄生电阻（接触孔电阻、导电层电阻等）1. MOS小信号模型沟长调制效应引起的输出电阻DVDS_11IIdll）冽D/dVDSpnCox2体效应跨导-1/2丫为体效应系数，典型值0.3-0.4V2.沟道长度调制效应-grnzSbJilnCox_.=(VGSVTH)d限2Ly(-CVTHIVBSJ2.完整的MOSFER、信号模型2.5放大器的性能参数AIC设计的八边形法则分别为：速度、功耗、增益、噪声、线性度、电压摆幅、电源电压、输入输出阻抗参数之间互相制约，设计时需要在这些参数间折衷3.2共源级1 .电阻负载考虑沟长调制效应:2 .二极管接法的

3、MO辙负载NMOST极管负载powe1Dissipationinut/OLrtput”-产ImpedanceGainSupplyVOMAQAVoltageSwings理想情况:A=SmDSpeM14(gm+gnib)Vx-lxfo1即11g位+8岫2g成1+；VI好。PMOS管负载存在体效应时的阻抗:gmbgb+g)54=_gnl忽略Y随Vout的变化时，增益只于W/L有关，与偏置电流、电压无关，线性度很缺点：a.大增益需要极大的器件尺寸b.输出摆幅小提高输出摆幅的方法：加电流源3.电流源做负载4.深线性区MO密做负载叫；(VDDVb-|VTHII)LJr=gn,Rp1+鼠随着RS增大，Gm和

4、增益都变为gm的弱函数，提高了线性度；但以牺牲增益为代价。5.4=一&W2带源极负反馈增益与跨导另外，可以通过如下方法简便计算:民w二U+(8阳+&附)&sr。+Rq=1+(gm+gmbVoR5+3.3源跟随器（共漏）4_-耳RD*+g“RIgm+RAv=在漏极节点看到的电阻”/“在源极通路上看到的电阻”输出电阻I+(&M+R：2.负载为电流源AgzRl+（gm+&Q&1Sm+（%+自而）gni+gmbIR3.考虑ro和R后的增益（注意分析过程）kilk21RLStubIIJII加II凡+4.负载为理想电流源时输出电阻Ro3.4共栅级1.不考虑沟

5、长调制效应时增益4=g,“（i+）即体效应导致增益增加2.输入阻抗RD1+（旦押+&汕）2（g/g泌）%gm+g泌R=0时，共栅级输入阻抗相当于源跟随器输出阻抗凡=1/k。+/7）,故在RD较小时，输入阻抗小3.输出阻抗%r=口+（身m+g汕玩&+G计算结果同带源极负反馈的共源级的Rout,故输出阻抗很大3.5共源共栅级1 .增益（不考虑沟长调制）1/l=oRy-6ml0（注意此处为约等于且结果为负，具体增益参照P71,掌握方法即可）2 .输出阻抗RW二11+（gm2+gmb2）02：=01+M2管将M1管的输出阻抗提高为原来的（gm2+gmb2r02倍；有利于实现高增益3.其

6、他性质：作理想电流源，代价：输出摆幅减小X十DD/四广9ul1rbi-ltMa匕nf%M2CascodeCurrentSource屏蔽特性：Vout端有AVout的电压跳变时，表现在X点的电压跳变很小，屏蔽了输出节点对输入管的影响4.折叠共源共栅5.总结:口优点。输出阻抗高。高增益屏蔽特性好口不足:输出摆幅受一定影响年折叠共源共栅级直流功耗大口应用:*电流源:共源共栅OPA:,折叠共源共栅OPA等4.2基本差动对1.大信号差分特性其表征放大器所允许的最大输入差分信号上式假定了MlM2均工作在饱和区，然鹅当匕口之一2%见时，已有个MOS管械止V*疗L犹Y2.大信号共模特性展十%，3%皿工min%

7、-扁.?十%,%共模输入电平必须满足：3.小信号差分特性因此，当AVin为下值时跨导降为0:用叠加法、半电路法均可求全差分时的差模增益，结论为：单边输入时差模增益为-gmR差分输入时差模增益为-gmR单边输入时单端输出增益为-gmR/24.小信号共模特性若电路完全对称，则流过M1和M2管的直流电流总为ISS/2，不随Vin,CM的变化而变化，因此，VX和VY不变；非理想性包括：M1和M2之间有失配（W/L、VTH等），的1和氐2之间有失配（阻值不完全相等等）；尾电流源ISS的内阻RSS不是无穷大尾电流内阻非无穷大时若电路完全对称，则VP会随Vin,CM的变化而变化，导致尾电流变化，Voutl和

8、Vout2会随之变化，但Vout1和Vout2总相等，故可短接，将M1、M2并联处理（注意此时跨导为2gm）Wnl1AVin输入管失配对共模响应的影响共模到差模转换的增益：g.25 .CMRR-共模抑制比Common-ModeRejectionRatio,用来综合反映差分放大器的性能CMRR5.1基本电流镜LC“W2-2小曝一“。)共模增益为:(2g,)+R.1outnCx2(VGS-VTH)2(1VDS2)4CM-DM(gml+gm2)*S5+1原理：利用输出电流与参考电流的过驱动电压相同1。比一(W/L) )2( (1VDS2) )因此1REF(W/L)1(1VDS1)复制精度受工艺(宽长

9、比)、沟长调制效应的影响5.3有源电流镜总结口电流镜做负载的差分放大器。将差分输入转换为单端输出寺差分增益。共模增益会影响差分放大器性能；高频时，存在失配时更严重6.1密勒效应如果上图1的电路可以转换成图2的电路，则号增益，通常为简化计算，我们一般用低频增益来代替AV,这样足可以使我们深入理解电路的频率特性。密勒定理不适用的情况结点X与Y之间只有一条信号通路，密勒定理不成立。此时两用密勒定理得到的输入阻抗是对的，但增益是错的。6.2极点与结点的关联1 .CS放大器的简化频率特性分析如果忽略输出结点与输入结点的相互作用，我们可以利用密勒定理得到CS放大器的两个极点频率:24(CGD+CDB)RD

10、(1A，)是在所关心的频率下的小信式中|AV二271KsCGS+(l+gmRD)CGDi2 .共源放大器的频率特性（理论推导）总而言之：若题目出到图6.2.1,根据公式给出极点、零点，之后若表达传输函数，则模仿理论推导中增益的表达形式。7.2噪声类型1.热噪声定义：导体中载流子的随机运动，引起导体两端电压波动电阻的热噪声X结点的KCL方程nut结点的KCL方程CG041JVxVk-+vxcGSs+(v-Vout)CG)S=0s(V1)QDS+gJx+(白+CDM=0KDv。_V.s?RR(CcsCm+CGC5HgjRp+C即C的)十乖1+g犀Rp)Cw+R5c备+Rp(Cro+C明(+)将分母

11、化为:苴零占/、 ?八、.注意:末尾常数为第一角频率何”就是传输函数中关于s的一次项系数的倒数,加叫僦是s项系数的倒数。+gm2冗CGD（也即如果有负载aci=4广3州单个MOST能产生的最大热噪声电压:负载R）减少gm可降低噪声。当gm不影响其他关键指标时，应尽量小2.MOS管的闪烁噪声（1/f噪声）1/f噪声的转角频率fc热噪声和1/f噪声曲线的交叉点可=4kTR3)=耳()K,教材上默认Af=1HzMOS管沟道区的热噪声ro要替换为来源：载流子在栅和衬底界面处的俘获与释放，导致源漏电流有噪声用与栅极串联的电压源来模拟表达式:Hfr&lslorflN匕2=7.3电路中的噪声表示1

12、.方法一：输出参考噪声电压把输入置零，计算电路中各噪声源在输出端产生的总噪声例：求如图所示共源级电路的总输出噪声电压2 .方法二：输入参考噪声电压在输入端用一个信号源来代表所有噪声源的影响4kKCWL8mkT(j.l（对长沟道器件V2=flout2KI、4kf14Aq忌十,7且十宝JI-I1/2_n.our_n.out3丁=诉行K,匕m=4左二g十皿7黑十3CrvLi2K14kT二讨法+E7+羔4.辅助定理源漏之间的噪声电流源可以等效为与栅级串联的噪声电压源（对任意的ZS）条件：均由有限阻抗驱动；低频时3.用电压源与电流源共同表示输入参考噪声如图,匕山=以点或舄=（*8皿+管隔4kf)ox*r

13、*%曰3口7.4单级放大器中的噪声1.共源级（已在上边讲过，不赘叙）例：M1和M2均工作在饱和区。计算：输入参考热噪声电压若负载电容为CL,求总输出热噪声若输入是振幅为Vm的低频正弦信号，求输出信噪比（22喙皿=4k7gni1+gml（T3卜引dsjitl输入共模电平范围:V3VDD-|V疝十Vthl共源共栅运算放大器，如下左图（重点掌握，必要时可只看图当做题目，之后与标准答案对照）电(hi增益表达式:保证所有晶体管均处于饱和区保证所有晶体管均处于饱和区输入卜*限:=Vkt+V山血输入上限：设所有晶体管的V.T相等，则VinjnaOurnnnMrm3VgtVb|Vth4|+3V4satVb越大

14、,输入共模电平摆幅越大输出共模电平范围:一VDQAhthlEMa保证所有晶体管均处于饱和区,设所行晶体管的|Vd以相等输出下限：V+=V-+:,oiit.giiiribGS4chat4输出上限:VC,DDTV0s7H公#乂4&。二V而凡时叫输出摆幅V由g/V曲.JYgTVM卜Vb-NMQVdM%越小，输出摆幅越大输出摆幅的最大值为VDDlVih7l5Vd双端输出共源共栅运放的输出范围（注意输出要乘以2!）保证所有晶体管均处于饱和区,设所有晶体笆的尸&,输出下限：outJinn-b1GS4+dsatJ输出上限：vM-vb：+|vGS6i-|vdiat6|愉出摆幅2(VoliUii

15、aK-olit.uuji尸2(Vb3+Vd5at-Vbl+Vlb4),Vk越大，输出撰幅越大%越小,输出摆幅越大输出撰幅的最大便为2(VDD-5Vdsa()共源共栅运放设计设计流程：已知：VDD功耗、Av0、输出摆幅1确定各晶体管的过驱动电压根据设计经验，放大管过驱动电压：200mV负载管过驱动电压：200500mV尾电流管过驱动电压：300500mV2确定各支路的直流电流(功耗分配)根据总功耗要求，确定各个电流管的电流大小根据过驱动电压与支路电流，确定各晶体管宽长比根据增益的要求，确认各晶体管的尺寸(宽长比不变，增益不满足要求时，可增加L)由已知条件可算得跨导gm再根据增益，求得输出电阻Ro

16、ut；,_Li|0/J九一又由于。，可知入，进而用工推断L根据过驱动电压与输出摆幅要求，确定各偏置电压(注意留出余量).+Vvbtlui4.由简单电流公式jv2L 二L确定各晶体管的宽长比5.增益提高技术原理vv-V(1I、/通过提高输出阻抗提高增益！31十+(1+4-=V；i%)公Vf1I);於由二广=%一+一+(1+4)居心%1/G2/与4心也道记住上面的图总结：通过提高输出阻抗提高增益!6.运放噪声共源共栅运放的噪声左图:右胤若考虑1/飕声=而彳=山(【田gQJ10.1稳定性概述1.负反馈系统振荡条件X+pHs加($)=-1,系统振荡砌/。期$助判据:如果|阳。)器1并且N&TG

17、M二-180,则振荡2.增益交点GX使环路增益的幅值为1的频率点10.3相位裕度定义：PM=180+/3H(co=GX)PMB60最好2.方法：减小总相移，使相位交点PX外推（减少信号通路中的极点数）降低增益，使增益交点GX内推对于单端输出套筒式运放：10.4频率补偿出HIM：皿Men).1.原理：修改3H的传输函数，使GX+（l+E点处的极点频率下降；当cG时理论可知9（CE+CJg血9,也即输出极点A点的极点频率上升2.影响：传统方法通过增加负载电容，fE（主极点）减小；但此时fE与fA（第一非主极点）同一数量级，为了45。相位裕度，fu=fA,因此牺牲了带宽；此处由于极点分裂的性质，fE内推，f