H桥功率驱动电路

1、H 桥功率驱动电路可应用于步进电机、交流电机及直流电机等的驱动.永磁步进电机或混合式步进电机的励磁绕组都必须用双极性电源供电，也就是说绕组有时需正向电流，有时需反向电流，这样绕组电源需用 H 桥驱动.本文以两相混合式步进电机驱动器为例来设计 H 桥驱动电路.1 电路原理4 个开关 K1 和 K4,K2 和 K3 分别受控制信号 a,b 的控制，当控制信号使开关 K1,K4 合上，K2,K3 断开时，电流在线圈中的流向如图 1(a),当控制信号使开关 K2,K3 合上，K1,K4 断开时，电流在线圈中的流向如图 1(b)所示.4 个二极管 VD1,VD2,VD3,VD4 为续流二极管，它们所起的

2、作用是：以图 1(a)为例，当 K1,K4开关受控制由闭合转向断开时，由于此时线圈绕组 AB 上的电流不能突变，仍需按原电流方向流动(即 2B),此时由 VD3,VD2 来提供回路.因此， 电流在 K1,K4 关断的瞬间由地 fVD3 线圈绕组 ABVD”电源+Vs形成续流回路.同理，在图1(b)中， 当开关K2,K3关断的瞬间， 由二极管VD4,VD1提供线圈绕组的续流， 电流回路为地fVDG线圈绕组BQVDF电源+Vs.步进电机驱动器中，实现上述开关功能的元件在实际电路中常采用功率 MOSFET 管.由步进电机 H 桥驱动电路原理可知，电流在绕组中流动是两个完全相反的方向.推动级的信号逻辑

3、应使对角线晶体管不能同时导通，以免造成高低压管的直通.另外，步进电机的绕组是感性负载，在通电时，随着电机运行频率的升高，而过渡的时间常不变，使得绕组电流还没来得及达到稳态值又被切断，平均电流变小，输出力矩下降，当驱动频率高到一定的时候将产生堵转或失步现象.因此，步进电机的驱动除了电机的设计尽量地减少绕组电感量外，还要对驱动电源采取措施，也就是提高导通相电流的前后沿陡度以提高电机运行的性能.步进电机的缺陷是高频出力不足，低频振荡，步进电机的性能除电机自身固有的性能外，驱动器的驱动电源也直接影响电机的特性.要想改善步进电机的频率特性，就必须提高电源电压.2 电路设计图 2 给出了驱动器 AB 相线

4、圈功率驱动部分原理图.电机绕组AB的电波方向图 1 给出了 H 桥驱动电路与步进电机 AB 相绕组连接的电路框图.图2H桥融动电路和功率MOSFCT管的他动图 2H 桥驱动电 H 和功率 MOSFET 管的驱动选用的功率 MOSFET 元件是 IRFP460,其，ID=20A,VDss=500V,RDS(ON)=0.27Q。在图2中， 功率MOSFET管VT1,VT2,VT3,VT4和续流二极管VD11,VD19,VD14,VD22相当于图1中的K1,K2,K3,K4和 VD1,VD2,VD3,VD4,功率 MOSFET 管的控制信号是由 TTL 逻辑电平 a,a,b,b_来提供的， 其中 a

5、 与 a,b 与 b 在逻辑上互反.2.1 驱动电流前后沿的改善从步进电机的运行特性分析中知道，性能较高的驱动器都要求提供的电流前后沿要陡，以便改善电机的高频响应.本驱动器中由于功率 MOSFET 管栅极电容的存在，对该管的驱动电流实际表现为对栅极电容的充、放电.极间电容越大，在开关驱动中所需的驱动电流也越大，为使开关波形具有足够的上升和下降陡度，驱动电流要具有较大的数值.如果直接用集电极开路的器件如 SN7407 驱动功率 MOSFET 管，则电路在 MOSFET 管带感性负载时，上升时间过长，会造成动态损耗增大.为改进功率 MOSFET 管的快速开通时间，同时也减少在前级门电路上的功耗，采

6、用图 2 虚线框内的左下臂驱动电路.集电极开路器件 U14是将 TTL电平转换成 CMOS电平的缓冲/驱动器,当 U14输出低电平时， 功率 MOSFET管 VT2的栅极电容通过 1N4148 被短路至地，这时 U14 吸收电流的能力受 U14 内部导通管所允许通过的电流限制.而当 U14输出为高电平时，VT2 管的栅极通过晶体管 V3 获得电压和电流，充电能力提高，因而开通速度加快.2.2 保护功能图 2 虚线框中，1N4744 是栅源间的过压保护齐纳二极管，其稳压值为 15V.由于，功率 MOSFET 管栅源间的阻抗很高，故工作于开关状态下的漏源间电压的突变会通过极间电容耦合到栅极而产生相

7、当幅度的 VCS 脉冲电压.这一电压会引起栅源击穿造成管子的永久损坏，如果是正方向的 VCS 脉冲电压，虽然达不到损坏器件的程度，但会导致器件的误导通.为此，要适当降低栅极驱动电路的阻抗，在栅源之间并10kQ电机AB和爱第IN4W7IN414aIN4OJ7-VIE2IN474441N4148求;本IN414B接阻尼电阻或接一个稳压值小于 20V 而又接近 20V 的齐纳二极管 1N4744,防止栅源开路工作.功率 MOSFET 管有内接的快恢复二极管.当不接 VD11,VD12,VD13,VD14 时，假定此时电机 AB 相绕组由 VT1 管（和 VT4 管）驱动，即 VT2 管（和 VB）截

8、止,VT1 管（和 VT4 管）导通，电流经 VT1 管流过绕组.当下一个控制信号使 VT1 管关断时，负载绕组的续流电流经 VT2 的内接快恢复二极管从地获取.此时，VT2 管的漏源电压即是该快恢复二极管的通态压降，为一很小的负值.当 VT1 再次导通时，该快恢复二极管关断，VT2 的漏源电压迅速上升，直至接近于正电源的电压+VS,这意味着 VT2 漏源间要承受很高且边沿很陡的上升电压，该上升电压反向加在 VT2 管内的快恢复二极管两端，会使快恢复二极管出现恢复效应，即有一个很大的电流流过加有反向电压的快恢复二极管.为了抑制 VT2 管内的快恢复二极管出现这种反向恢复效应，在图 2 电路中接

9、人了 VD11,VD12,VD13,VD14。其中，反并联快恢复二极管 VD11,VD14 的作用是为电机 AB 相绕组提供续流通路，VD12,VD13 是为了使功率 MOSFET 管 VT1,VT2 内部的快恢复二极管不流过反向电流，以保证 VT1,VT2 在动态工作时能起正常的开关作用.VD19,VD20,VD21,VD22 的作用亦是同样的道理.对图 2 电路的分析可知，信号 a=1,b=1 的情况是不允许存在的，否则将因同时导通从而使电源直接连到地造成功率管的损坏；另外，根据步进电机运行脉冲分配的要求，VT1,VT2,VT3,VT4 经常处于交替工作状态，由于晶体管的关断过程中有一段存储时间和电流下降时间，总称关断时间，在这段时间内，晶体管并没完全关断.若在此期间，另一个晶体管导通，则造成上、下两管直通而使电源短路，烧坏晶体管或