高频感应加热电源

1、毕业设计（论文）题 目 高频感应加热电源 设计与仿真研究 专 业 自 动 化 班 级 自053班 学 生 王 强 指导教师 孙 强 教 授 2009 年第1章 概 述 感应加热是利用电磁感应原理，使处于交变磁场中的金属材料内部迅速感应出很大涡流，从而使加热材料升温直到熔化，完成将电能转换成热能对被加工工件进行加热的。由于是从工件内部，即从工件的电流透入深度层开始加热的，因此大大节省了热传导时间，加热速度快;金属表面氧化层薄，金属烧损少，生产效率高;可以根据不同的工艺要求，对工件进行局部或整体加热，而且对加热深度和加热温度都比较容易控制，一般只需控制加热时间和电压，温差可保证在士(0.5-1)%

2、以内，而热效率可高达50-60%;并且感应加热设备可以随时开停，不需电极或填加燃料，容易实现机械化和自动化。在人类环保意识不断增强的今天，感应加热的无污染、无噪音、作业的环境条件的改善使它具有被广泛推广应用的巨大优势。感应加热的现状与发展趋势国外感应加热技术现状：目前，在低频感应加热场合普遍采用传统的工频感应炉。国外的工频感应加热装置可达数百兆瓦，用于数十吨的大型工件的透热或数百吨的钢水保温。在中频(150HzlOKHz)范围内，晶闸管感应加热装置已完全取代了传统的中频发电机组和电磁倍频器，国外的装置容量已达数十兆瓦。 在超音频(10100KHz)范围内，早期基本是空白，晶闸管出现以后，一度曾

3、采用晶闸管以时间分割电路和倍频电路构成的超音频电源。 八十年代开始，随着一系列新型功率器件的相继出现，以这些新型器件(主要有G TO, GTR, MCT, IGBT, BSIT和SITH)构成的结构简单的全桥型超音频固态感应加热电源逐渐占据了主导地位，其中以IGBT应用最为普遍，这是因IGBT使用起来方便可靠，很受电路设计者的欢迎。1994年日本采用IGBT研制出了1200KW/50KHz的电流型感应加热电源，逆变器工作于零电压开关状态，实现了微机控制。欧、美地区的其它一些国家如英国、法国、瑞士等的系列化超音频感应加热电源也达数百千瓦。在高频(100KHz以上)领域，国外目前正处于从传统的电子

4、管振荡器向固态电源的过渡阶段。以日本为例其电子管振荡器的水平为51200KW/100 - 500KHz，而采用SIT的固态高频感应加热电源的水平可达400KW/400KHz，并且在1987年就己开始研制1200KW/200KHz的SIT电源。欧美各国采用MOSFET的高频感应加热电源的容量正在突飞猛进，例如，德国的电子管高频电源水平约为1100KW，而其在1989年研制的电流型MOSFE感应加热电源的容量已达480KW/50 200KHz，比利时的Inducto Elphiac公司生产的电流型MOSFET感应加热电源的水平可达1MW/15 600KHz，美国应达公司已经推出2000KW/400

5、KHz的MOSFET高频感应加热电源。 国内感应加热技术现状： 我国感应加热技术从50年代开始就被广泛应用于工业生产当中。60年代末开始研制晶闸管中频电源。到目前已经形成了一定范围的系列化产品，并开拓了较为广阔的应用市场。在中频领域，晶闸管中频电源装置基本上取代了旋转发电机，己经形成了500 8000Hz/100 3000kW的系列化产品。但国产中频电源大多采用并联谐振逆变器结构，因此在开发更大容量的并联逆变中频感应加热电源的同时，尽快研制出结构简单，易于频繁启动的串联谐振逆变中频电源也是中频领域有待解决的问题。 在超音频领域的研究工作八十年代已经开始。浙江大学采用晶闸管倍频电路研制了50kW

6、/50kHz的超音频电源，采用时间分隔电路研制了30KHz的晶闸管超音频电源。从九十年代开始，国内采用IGBT研制超音频电源。浙江大学研制开发的50kW/50kHz的IGBT超音频电源已经通过浙江省技术鉴定。总的来说，国内目前的超音频电源研制水平大致为500kW/50kHz，与国外的水平相比还有一定的差距。【5】感应加热电源的发展趋势 （1）大功率、高频率 电力半导体器件的大容量与其使用频率有着密切的关系。早期的晶闸管和晶体管由于受到容量与频率相互制约的影响，不能同时获得大功率、高频率的效果。随着新型器件的发展，如 MOSFET，IGBT，MCT等，未来的感应加热电源必将朝着大功率和高频率两者

7、相统一的方向发展，在这方面仍有许多基础应用技术需要进一步探讨。 （2）低损耗、高功率因素 新型功率器件的通态电阻小，通态压降小，所以在搞破工资条件下，损耗主要表现在基极或门极驱动电路的损耗及器件的开关损耗上。 随着功率器件的发展，再加上驱动电路的不断完善和优化，使得整个装置的损耗明显降低。另外，由于感应加热电源一般功率都很大，随着整个电网无功及谐波污染要求的提高，具有高功率因素的电源将是今后的发展趋势。目前谐振技术的引入，一方面降低了电源中开关器件的开通和关断损耗，同时利用锁相技术将逆变器的共作频率锁定在槽路固有的谐振频率内，使得该电源能始终运行在负载功率因素接近为1的状态。 （3）自能化、复

8、合化 自能化指的是功率半导体集成电路本身，包括过电压 、欠电压、过电流、过热等检测与保护功能。复合化指的是一个功率模块内除了一个或多个功率器件芯片外，还包括相同数量的二极管等，在较小功率模块内也出现了保护电路与功率器件集成一体的电路。因此，采用自能化与复合化的集成电路将使元器件数量减少，自动组装降低了成本，电路本身具有诊断与保护等功能而提高了可靠性。随着感应加热生产线自动化控制程度及对电源可靠性的提高，感应加热电源正朝着智能化控制方向发展，有计算机智能接口远程控制、故障自动诊断等控制性能的感应加热电源正成为下一代发展的目标。 （4）应用范围扩大化 采用感应加热电源方法对锻造钢坯透热，节水节电、

9、无污染；铸造熔炼方面可以实现普通钢、特种钢、非金属材料的精细熔炼，同时课提高效率、无污染，金属成分可控；感应钎焊效率高，对被焊母材无损伤，适用于精度高、批量大的工件和体积大、难移动的母材局部钎焊及各类金属材料的焊接；各类零部件的表面热处理大量采用感应加热方法；钢塑材料制造、钢塑薄膜加工以及食品工业、医药工业的封口工艺也大了采用感应加热的方式【10】。 感应加热的工作原理感应加热工作原理如图1-1所示。感应加热依靠交变磁场对加热材料的涡流作用。将一金属导体外面套上一个匝数为N的线圈，当交变电流i流入感应线圈，感应圈内就会产生交变磁通，使感应圈中的工件受到电磁感应而产生感应电势e。设工件的等效匝数

10、为N。则线圈内工件受电磁感应产生涡流感应电势：（1-1） 若磁通若呈现正弦规律变化： 则有： （1-2）e的有效值为： （V） （1-3） 图1-1感应加热的工作原理感应电势E在工件内产生涡流电流，使工价内部开始加热，产生焦耳热：（卡） （1-4）式中 感应电流有效值（安）R工件等效电阻（欧）t时间（秒）由式（1-4）知，当工价材料一定（R一定），要获得更高的热量Q，需要提高感应电流，进而要提高感应电势E。对于一确定装置其感应线圈匝数已定，要提高感应电势E，可以采用提高交变电流i或电源频率的方法。亦即：工件要获得一定的加热功率，电源频率要高，所需的感应线圈电流可越小。金属中产生的功率为： （1

11、-5）另外，感应电势和发热功率不仅与频率和磁场强度有关，而且与工件的截面积大小、截面形状等有关，还与工件本身的导电、导磁等特性有关。在感应加热设备中存在着三个效应一一集肤效应、邻近效应和圆环效应：集肤效应:当交流电通过导体时，沿导体截面上的电流分布是不均匀的，最大电流密度出现在导体的表面层，这种电流集聚的现象称为集肤效应。邻近效应:当两根通有交流电的导体靠的很近时，在互相影响下，两导体中的电流要重新分布，这种现象称为邻近效应。圆环效应:若将交流电通过圆环形线圈时，最大电流密度出现在线圈导体的内侧，这种现象称为圆环效应。在感应线圈中置以金属工件，感应线圈两端加上交流电压，产生交流电流，在工件中产

12、生感应电流i。此两电流方向相反，情况与两根平行母线流过方向相反的电流相似。当电流和感应电流i相互靠拢时，线圈和工件表现出邻近效应，结果，电流集聚在线圈的内侧表面，电流i聚集在工件的外表面。这时线圈本身表现为圆环效应，而工件本身表现为集肤效应。交变磁场在导体中感应出的电流亦称为涡流。工件中产生的涡流由于集肤效应，沿横截面由表面至中心按指数规律衰减，工程上规定，当涡流强度从表面向内层降低到其数值等于最大涡流强度的0.368，该处到表面的距离称为电流透入深度。由于涡流所产生的热量与涡流的平方成正比，因此由表面至芯部热量下降速度要比涡流下降速度快的多，可以认为热量(85-90%)集中在厚度为的薄层中。

13、透入深度由下式确定: (1-6)式中： 工件电阻率(m)真空磁导率， (H/m) 工件磁导率(H/m) 工件相对磁导率 角频率(rad/s )频率(HZ) 将和的数值代入，即可得公式: = 50300 （mm） （1-7）从上式可以看出，因当材料电阻率、相对磁导率给定后，透入深度仅与频率f平方根成反比，此工件的加热厚度可以方便的通过调节频率来加以控制。频率越高，工件的加热厚度就越薄。影响感应加热电源发展的主要因素影响感应加热电源发展的因素主要有以下几点：(1)感应加热电源的发展与电力电子学及半导体器件的发展密切相关。一代又一代的电力半导体器件先后问世，性能不断改善，高耐压和高耐流、低损耗使得感

14、应加热电源的性能和实用性得到了体现。(2)单片机、微型计算机技术和集成芯片技术的发展使得对感应加热电源的复杂控制成为可能，体积和重量明显减小，功率因数提高了，功率控制调节方便、准确。(3)感应加热电源的发展离不开材料学的进步，譬如磁性材料学。同时，一些相关的技术如感应线圈的材料及设计、绝缘技术、故障诊断技术、远程控制和智能化技术等等也都影响其发展.可以说，感应加热电源的发展是诸多学科和综合技术共同决定的。选题背景、意义和任务自从工业上开始使用感应加热技术以来，感应加热理论和感应加热装置都有很大的发展，应用范围也越来越广。随着我国电力供应的改善，环保要求的提高，发展和扩大感应加热的规模是必然的趋

15、势。目前国内固态高频感应加热电源还处于研究阶段随着频率的提高，感应加热电源的研制遇到很多有待解决的问题，如如何改善开关器件在高频下开关环境，使逆变器在现有条件下提高工作频率；如何提高整机容量，使其朝着高频率、大功率的方向发展，针对逆变桥输出功率现有的调节方式，如何达到集拓扑简单化、高功率因素等优点于一身等。课题研究的主要任务本文以串联感应加热电源为主要研究对象，对其各种功率调节方式的优缺点进行了比较，并对选定的功率调节方式和电路的工作过程进行了详细的分析。在分析锁相环稳定性的基础上，分析了整个系统的稳定性。对主回路进行了计算机仿真并给出了确切的参数计算。第二章感应加热技术分析感应加热电源实质上

16、是一种AC-DC-AC的变压变频装置。其主电路基本结构如图2-1所示，包括整流电路、滤波电路和逆变电路三大部分，辅助一些控制电路和保护电路。工作时，三相或单相的工频交流电经整流器整流并经滤波器滤波后成为平滑的直流电，送入逆变器中，把直流电压变为所需频率的交流电压供给负载。感应加热电源的负载是由感应线圈和被加热物体一起组成的，功率因数较低，为了提高功率因数，采用连接电容器来补偿无功功率。而为了减小开关损耗又常采用谐振软开关技术，实现零电压或零电流开关。这样根据补偿电容与负载感应线圈连接方式的不同，可以将逆变电路分为并联谐振电路和串联谐振电路两大类。图2-1系统主电路基本结构负载分析感应线圈通以交

17、变电流，产生磁场，在工件内感应出电流。它可等效为变压器，线圈为原边，被加热工件为副边，且其副边为单匝短路的，可以将感应加热电源的负载表示为如图2-2所示。当感应圈通入交变电流时，就会产生磁场，由于感应圈与被加热工件之间存在气隙，一部分磁通会穿过工件，称为主磁通；另一部分磁通没有通过工件，称为漏磁通。漏磁通的大小是由于工件与感应圈的气隙大小决定的。图2-2负载的变压器模型上图中为初级线圈即感应线圈的电阻，为初级线圈的电感；为次级线圈即被加热工件的电阻，为次级线圈的电感：M为互感。按变压器的原理可以画出它的等效电路，如图2-3所示。图中，它代表感应线圈的漏磁通引起的电抗；，它代表主磁通引起的互感抗

18、；，它代表工件中涡流引起的漏磁通所导致的漏感抗。图2-3负载等效电路感应加热的负载虽然相当于一个变压器，但它的参数却与普通的变压器有很大不同。由于工件与感应线圈之间存在一定的间隙，所以原边的漏磁很多。其次，在加热过程中，的变化都很大。为分析方便，可把图2-3的电路等效成图2-4电阻与电感串联的形式。其中品质因素： （2-1）由（2-1）式可知，Q值于等效后的线圈参数，有关，而影响这两个参数的因素包括感应线圈的电感和电阻，工件的电感和以及外加频率等。通常Q值很低，为了提高负载电路的功率因素，可在负载上并联或者串联电容已提高其功率因素。 图2-4串联等效电路 串联谐振槽路如前所示，为了提高负载电路

19、的功率因素，通常在负载上并联或者串联电容已提高其功率因素，电容与负载串联也就构成了串联谐振电路，电感线圈以电阻与电感串联的等效形式表示，则串联振荡电路如图2-5所示，由图可见，负载阻抗为：图2-5串联谐振电路 （2-2） （2-3）在ImZ(j)0时产生串联谐振，设谐振角频率为，则即 （2-4） 由于故 （2-5）谐振时电路各参数如下：等效阻抗： （2-6）谐振电流： （2-7） 电容C、电感L上的电压： （2-8） 谐振电路的品质因数： （2-9）可见，谐振时外电源电压全部加在电阻上，此时电感上的压降和电容上的压降大小相等，方向相反，它们的值是电源电压的Q倍，所以，串联谐振也称为电压谐振。主

20、电路拓扑结构选择目前感应加热用逆变器通常采用全桥串联逆变器与全桥并联谐振逆变器，对其工作原理在此不做赘述，高频工作条件下串联逆变器与并联逆变器的区别：并联逆变器在换流期间，会在开关器件的两端产生较高的电压，而使得开关器件损坏。并联谐振逆变器对槽路布线的要求较高，而串联谐振逆变器对布一线的要求较低，负载引出线的电感只会引起负载回路中电感量大小的变化，而不会影响它的结构。并联谐振逆变器的起动比较困难，需对滤波大电感预充电，起动控制电路相对复杂。而串联谐振逆变器起动较简单，它既可以自激起动，也可以它激起动。并联逆变器在发生故障短路时，由于大电感的作用而限制电流增大，比较容易实现保护。而串联谐振逆变器

21、在发生故障短路时，由于电容电压不能突变，因此，瞬间放电电流会很大，可能会损坏器件，需外部的保护电路来切断驱动信号源使器件关断。并联谐振逆变器对负载电路的补偿电容的耐压要求不高，只要达到逆变器的输入直流电压值即可。串联谐振逆变器对负载电路的补偿电容的耐压要求较高。适用于高频感应加热主电路拓扑结构的还有其它种类的逆变器，比如E类谐振和双E类谐振，虽然它们对开关器件的频率要求较低，能谐振在l.1Hz左右，但是当负载阻抗大于正常设计阻抗时，它们的工作状况极为不可靠，甚至导致逆变器的损坏，另外，此类变换器开关管承受的电压和电流应力相当高。综仁所述，本课题研究串联谐振逆变器做为主电路拓扑结构，电压源由整流

22、器加一个大的滤波电容构成，可以近似认为逆变器输入端电压为恒值直流电压。交替开通和关断逆变器上的可控器件就可以在逆变器的输出端获得交变的方波电压，其电压幅值取决于逆变器的输入端电压值，频率取决于器件的开关频率。串联逆变器的常用功率调节方式根据逆变器的功率调节方式的不同，可以将串联逆变器的功率调节方法分为两种：a） 直流调功：这种方法是通过调节输入的直流电压幅值来调节输出功率。b） 逆变调功：这种方法是通过调节输出电压的频率来调节负载功率因素或调节输出电压的有效值得大小（调节占空比）来实现功率调节。2.4.1直流侧调功 直流侧调功即在逆变器的直流电压源侧通过对逆变环节输入电压值得调节实现对逆变器输

23、出功率的调节。通常有两类直流侧调功方式：相控整流调功和直流斩波调功，相控整流调功整流电路采用可控（或半控）器件进行可控整流，通过调节不同的触发角得到幅值大小不同的直流输出电压供给逆变环节，从而改变逆变器的输出功率。其原理图如图2-6所示。图2-6相控整流调功原理图相控整流方式很大的不足是由于触发角直接影响到网侧功率因素，因此采用相控整流调功时会使系统网侧功率因素变低。另外，相控整流换流过程会造成电网电压的稳定性差以及采用半控器件时系统调节相应快速性差等缺点。直流斩波调功直流斩波调功方式的原理图如图2-7所示。在这种调功方式下，整流器采用二极管不可控整流，电网侧功率因素较高，减少了系统对电网的影

24、响。在逆变器和直流电源之间有一个Buck电路，通过对功率器件的导通占空比的调节即可改变供给逆变环节的直流电压，从而改变系统的输出功率。在此类方式中，由于Buck电路中的功率器件工作在硬开关状态下，开关损耗相当大，在高频及大容量系统中应用有较大的困难。图2-7直流斩波调功原理图逆变侧调功逆变侧调功即在逆变器侧通过对逆变环节功率器件开通关断的控制改变逆变器输出电压的参数从而实现对逆变器输出功率的调节。常见的调功方法主要有脉冲频率调制法（PFM）、脉冲密度调制法（PDM）、移相PWM法，下面分别介绍。采用逆变侧调功方案，就可以在直流侧采用不可控整流，简化整流器控制电路，提高系统整体网侧功率因素，同时

25、逆变侧功率调节的响应速度比采用直流侧调节要快。脉冲频率调制方法（PFM）脉冲频率调制即为一般所说的调频调功。通过调节逆变器的工作频率改变负载的阻抗值，也相应地改变了负载电流，借以达到实现调节输出功率的目的。输出电压基波： （2-10）输出电流基波： （2-11）负载等效阻抗： （2-12）则 （2-13）输出功率 （2-14）式中：电压超前电流的角度 ：器的工作频率从以上分析可以看出：调节逆变器的开关频率可以改变负载的阻抗，而通过调节负载的阻抗又可以调节输出功率的大小。PFM控制方法的优点是控制简单，属于频率开环调节。但也存在缺点：工作频率在调节过程中不断变化，导致集肤深度也随之改变，在某些应

26、用场合如表面淬火等，集肤深度的变化对热处理效果会产生较大的影响，这在要求严格的应用场合是不允许的。所以仅在Q值较高或对工作频率范围要求不大的场合才考虑使用脉冲频率控制方法。脉冲密度调制法（PDM） 这种控制方法的基本原理是通过改变向负载输出能量的时间比，使负载在一定时间范围内自由震荡，达到调节逆变器输出功率的目的。这种控制方法的基本思路是：假设在某时刻内共有N个功率输出单位，其中只有M个功率输出单位里逆变器向负载输出功率，而剩下的（N-M）个单位内逆变器停止工作，负载能量以自然震荡形式逐渐衰减。这样的话，输出的脉冲密度为M/N%，这样输出功率就跟脉冲密度联系起来了，即通过改变脉冲密度就可以改变

27、输出功率。PDM方法的主要优点是输出频率基本不变，开关损耗较小，易于实现数字化控制，比较适合于开环工作场合。PDM方法的主要缺点是控制方案较为复杂，且因采用有级调功，不适于功率平滑调节或闭环控制场合，由于每次从自然衰减震荡状态恢复到输出功率状态时要重新锁定工作频率，这时，系统可能会失控，因此在闭环控制场合工作稳定性不好。2.4.2.3移相调功PWM移相PWM调功原理是同一桥臂的上下开关管的驱动脉冲互补，使原来同相的两个桥臂的开关管的驱动信号错开一个相位角，这样就能在负载输出的正负交替的方波电压之间插入一段零电压区，如此就改变了输出电压的有效值，通过对错开相位角的控制即可达到调节输出功率的目的。

28、移相调功一般又分为降频式移相PWM、升频式移相PWM和恒频式移相PWM。本章在对负载分析的基础上，比较了串联逆变器和并联逆变器的区别。然后又分析了串联逆变器的调功方式：直流调功和逆变调功。最终确定感应加热电源的研制方案和控制方式。第三章主电路研究与设计缓冲电路的分析在高频大功率下工作的开关器件，其开关损耗随着频率的上升而增加，主回路电流的急剧变化，电路中各种储能元件的能量释放等都会导致器件经受很大的冲击，如果超过它的RBSOA（反偏工作区），元件就会损坏。因此要设计合适的缓冲电路来控制开关器件的关断浪涌电压与续流二极管恢复浪涌电压，开关工作波形控制在RBSOA内，保证功率器件的安全工作，减少开

29、关损耗。几种通用的缓冲电路：图3-1缓冲电路图3-1a）为充放电型RCD缓冲电路，此电路能抑制开关管MOSFET关断时的过冲电压，减少管子的关断损耗。在MOSFET开通过程中，与其并联的吸收电容将通过MOSFET放电，开关管需承受开通时的电流冲击，形成较大的开通损耗。此外，由于每次MOSFET 关断时吸收电容所充的电能都将在MOSFET导通时通过电阻放掉，电阻上将出现较大的耗散功率。在高直流电压，高开关频率时，此功耗相当可观，它降低了逆变系统的效率，该种电路一般用于中小频率场合。图3-1b）为放电阻止型RCD缓冲电路，此电路的特点是通过Rs使Cs充电到直流电源电压U。在开关管关断时，过冲电压通

30、过二极管D给Cs充电到比直流电源电压高的值，然后Cs的电荷通过Rs放电。在这种缓冲电路中，缓冲电阻Rs的功率只是由于过冲电压分量引起的。因此，其优点是即是在较高开关频率下，电阻Rs的损耗也很小。但其仍然纯在有功耗，同时它只吸收过冲电压分量，没有抑制du/dt的作用。另外复杂的布线增加了线路杂散电感。此电路适合于中功率高开关频率逆变器。图3-1c）为无损缓冲电路，在主开关器件MOSFET漏源间直接并联一个缓冲电容来降低开关器件的关断损耗，将常规缓冲器中消耗给电阻的能量反馈给负载或电源，缓冲电路本省的功率损耗很小，更适合用于高频逆变器场合。对含有谐振极电容的串联谐振逆变器，在工作过程中，如果缓冲电

31、容尚未放电结束就触通同桥臂的MOSFET器件（非零电压开通），电容放电电流将直接流入管子，不仅会造成巨大的开通损耗，开关管也易因过流而直接损坏。频率高于1MHz时，更增加了非零压开通的危险性。主电路拓扑结构与分析3.2.1主电路结构图3-2主电路结构图根据以上分析，最终确定了感应加热电源的主电路结构如图3-2所示。（其中：Cp1Cp3是进线旁路电容器，其作用是吸收电源进线中的浪涌电压，是直流滤波电容器，主要起滤波和稳定电压的作用，还承担向逆变器输出电流的作用）。感应加热电源的整流侧采用不可控整流方案，三相380V交流电经空气开关及吸收电容加到由二极管模块组成的三相不可控整流桥上，三相整流桥输出

32、的直流电压经过直流滤波电容器后被滤为平直的直流电压。整流侧所得直流电压加到逆变桥上，逆变桥是由四个MOSFET模块组成的全桥逆变器，分为超前臂和滞后臂，其中，超前臂上并有缓冲电容实现软开关。（另外，逆变器的输出经匹配变压器接到负载，图中没有标出，匹配变压器的作用是电气隔离和负载的阻抗匹配，为避免匹配变压器偏磁，将谐振电容器与匹配变压器的初级线圈串联）。3.主电路工作过程分析如图3-2所示开关管S1、S2为超前桥臂，开关管S3、S4为滞后桥臂，移向角为，死区时间为td，开关管S1S4驱动波形与逆变输出电压和负载电流I0波形如图3-3所示：第四章系统稳定性分析感应加热应用中，随着负载温度的变化，负

33、载的参数会有一定的变化，其固有谐振频率也会发生相应的变化。为了实现负载谐振频率的跟踪和相位锁定，采用数字锁相环来实现。1. 锁相环的基本构成与工作原理锁相环由鉴相器（PD-Phase Detector）、环路滤波器（LPF-Loop Filter）及压控振荡器（VCO-Voltage Control Oscillator）这三个部件组成。如图所示，基本锁相环是一个全反馈系统，它的反馈信号等于输出信号。 实际使用的锁相环还可能包含放大器、混频器、分频器、滤波器等部件，但这些部件不影响锁相环的工作原理，先不予考虑，下面分析带有分频器的锁相环。PD对输入信号和反馈信号的相位作比较、运算处理，其输出信

34、号可以表示为，式中表示输入信号与反馈信号的相位差，表示运算关系。LPF是一个线性低通滤波器，用来滤除中的高频成分和调整环路参数，它对环路的性能指标有重要影响。LPF的输出信号用来控制VCO的频率和相位。常称为误差信号，为控制信号，它们之间的关系可表示为，式中p为微分算子符合，为LPF的传输算子。VCO是一个电压/频率变换装置，它的频率随变化，一般可把它表示为线性关系 （1）式中为VCO的控制灵敏度，简称为压控灵敏度，为VCO的固有振荡频率，即控制电压为零时的振荡频率。锁相基本原理如下：压控振荡器的输出电压作为相位比较器的输入，其输出频率的高低有低通滤波器上建立的评价电压的大小所决定；施加于相位比较器的另一个输入端的外部输入信号与来自压控振荡器的信号比较；比较的结果产生的误差电压正比于和两个信号的相位差，经过低通滤波器后得