一种恒跨导CMOS运算放大器的设计更新于2011

1、一种恒跨导CMOS运算放大器的设计更新于 2011-06-08 10:41:08文章出处:现代电子技术轨对轨运算放大器跨旱HSpice仿真引言随着微电子技术的发展，混合信号集成电路得到了广泛应用。集成电路已发展到系统级芯片 (SOC)阶段。特别是随着CMOS工艺的进步，CMOS电路所具有的低成本、低功耗以及高速 度等特点，使集成电路的应用、理论和技术发生了深刻的变化。另外随着CMOS模拟电路 设计的不断进步，CMOS技术不仅是实现SOC的最好选择，而且是实现模拟集成电路的有 效方法。近年来，基于CMOS技术的低压、低功耗便携式产品在人们日常生活中的应用越 来越广泛。在低电源电压条件下，需要增大

2、运放输入/输出信号的动态范围，实现轨对轨输 出，即供电电源电压和地(或另一电源电压)之间的输入共模范围和输出摆幅。对于轨对轨运 放，输入级中跨导会发生变化，这将会引起信号的失真、环路增益的变化等。所以，必须使 输入级跨导在整个共模输入范围内保持恒定。本设计是采用电流镜改变互补差分对尾电流来获取恒定跨导以实现轨对轨。为了获得较大的 带宽和增益，输入级中采用了电流源控制，中间级的电流求和电路采用折叠式共源共栅电路， 输出级采用AB类控制电路，并且通过适当选择最佳的管长比，减少了补偿的复杂度。1输入级原理与设计轨对轨运算放大器在整个共模范围内，输入级的跨导基本保持恒定，这对低电压应用是至关 重要的，

3、其在低电源电压和单电源电压下可以有宽的输入共模电压范围和输出摆幅。轨对轨 输入/输出功能扩大了动态范围，最大限度地提高了放大器的整体性能。1基本原理一般情况下，运放的输入级都采用差分放大器，通过NMOS或PMOS的差分对可实现基本 的差分输入。然而这种单一的差分，并不能满足轨对轨输入的需求。本文设计的输入电路如图1所示，输入电路由一个PMOS输入对和一个NMOS输入对并连 构成。工作原理如下：若VssVcmVgsP+Vdsat,仅PMOS输入对导通。其中，Vcm为共模输入电压，Vss为 负电源，VgsP为PMOS管的栅源电压，Vdsat为电流源两端的电压。若VddVcmVgsN+VDSAT，仅

4、NMOS输入对导通。其中，Vdd为正电源，VgsN为NMOS 管的栅源电压。若Vcm处于以上两种情况之外，PMOS，NMOS输入对均导通。由此可见，NMOS与PMOS差分对并连时，VssVcmVdd。对于该输入级电路的跨导具体分析如下：假设：由飓辱公式；f 夺 TOC o 1-5 h z 孙产2匕丹顷一山可知：若PMOS或NMOS输入对分别单独导通，其跨导均为:gm =2如裳月皿荐2个MOS差分对管同时导通甥 HYPERLINK l bookmark16 o Current Document 知=菠嵌如尸2 X式中：叩，mN分别为PMOS，NMOS载流子迁移率，Cox为单位面积的栅氧化层电容。

5、所 以，当Vcm处于输入差分对管不同的工作状态时，跨导不恒定，即两个MOS差分对管同时 导通是二者分别单独工作时的2倍。1. 2输入级的设计非恒定跨导是轨对轨运放中存在的主要问题之一，实现恒跨导的方法有多种。其中电平移位 法需要及时调整，具有电路不稳定的缺点。齐纳二极管恒压法可以节约芯片面积，降低功耗， 但对跨导控制不是很理想。最大电流选择法的电路设计比较复杂。本文采用电流镜改变互补 差分对管的尾电流来实现恒跨导。通过电流镜改变互补差分对管的尾电流来使跨导恒定。基于式(2)，式(3),可采用3倍电流 镜和电流开关使2个差分对管单独工作时的电流为原来单独导通时的4倍，这样整个输入 级的跨导就可以

6、保持恒定。通过给开关管加固定偏压来控制输入差分对管尾电流的变化，进 行偏压选取，使尾电流的变化和输入电压同步变化。运算放大器整个电路组成如图2所示，在输入级中，PMOS差分对M1，M2和NMOS差分 对M3，M4组成互补差分对，2个开关管M5，M8分别控制3倍电流镜M6，M7和M9， M10产生4倍尾电流，控制电路的输入差分对管尾电流。MOS管M51，M52，M53以及电 压源VB1，VB2，电流源IB1组成偏置电路，给M5提供所需电压。当Vcm接近于Vss时， M1，M2，M3导通，M5截止，则尾电流经开关管M8和3倍电流镜M9，M10给PMOS差 分对提供4倍尾电流；当Vcm接近于Vdd时

7、，M3，M4，M5导通，M8截止，则尾电流经 开关管M5和3倍电流镜M6，M7给PMOS差分对提供4倍尾电流；当Vcm处于中间状态 时，开关管M5, M8均截止，此时仅MOS管MA，MB作为电流源提供尾电流。从而，可以 得到恒定的跨导。2输出级 2. 1 AB类输出级运算放大器的输出级可在允许失真范围内将功率传输给负载，对高性能运放来讲，要求输出 级可以向负载传输正、负双向电流，提供尽可能大的输出电压摆幅，同时要求拥有高的效率、 小的失真及良好的频率特性。因此，为了最大效率地利用电源，输出级必须具有大的输出摆 幅和尽可能小的静态电流。为此可采用AB类的输出级。AB类输出级结合了A类和B类优点，

8、在静态功耗及输出电流方面做出了折衷，大大减小了 交越失真，同时实现了较大的输出电流。为了减少芯片面积，可将AB类驱动电路放入折叠 共源共栅求和电路中去，由于浮动AB类控制器可以产生有别于供电电压的静态电流，在输 出级中采用叠接二极管电路，可以对AB类控制器产生栅压偏置。如图2所示。浮动电流源 M21，M22对于折叠共源共栅电流求和电路和AB类控制器产生偏置，其与图3所示的AB 类驱动电路中M19, M20有着相同的结构，这样，输出管M27, M28的静态电流不会受到 输入共模电压的影响。图3 入廿能由由缺由于MOS晶体管的栅源电压的限制，为了获得轨对轨的输出范围，在输出级使用共源级的 晶体管是

9、必须的。图3所示的为该运算放大器的AB类输出级，M21，M22, IB5和M28， M24, IB8分别提供晶体管M20，M19的栅极偏置电压。M25, M26的静态电流分别由M21， M22, M20，IB7, IB6, IB5 和 M23, M24, M19, IB7, IB6, IB8 确定；输出级工作时 M25, M26的栅极电压差是稳定的，并以此来保证该输出级为AB类输出级。该输出级的缺点是输 出管M25，M26的静态电流会受到输入共模电压的影响。图2中采用MOS管M31M35， M26, M27组成的偏置电路来提供电路所需电流。2频率补偿两级CMOS运算放大器的密勒补偿有直接密勒补

10、偿和共源共栅密勒补偿方法。用共源共栅 密勒补偿技术设计出的CMOS运放与直接密勒补偿相比，具有更大的单位增益带宽、更大 的摆率和更小的信号建立时间等优点，还可以在达到相同补偿效果的情况下极大地减小版图 尺寸。对于该运放的频率补偿，采用了共源共栅密勒补偿方式。如图2所示，总体设计的补偿回路 中包含了共源共栅级M14，M16。本文采用0. 5 pF的密勒补偿电容，通过仿真可得到相位裕度为70，单位增益带宽为121 MHz,补偿效果较好。3仿真结果1输入级跨导为了验证该电路的性能指标，用HSpice进行了模拟仿真。共模输入电压直流扫描输入级跨 导的变化曲线如图4所示为输入级跨导随输入共模电压变化的曲

11、线，由图中可以看出，输入 共模电压从03. 3 V变化，跨导的变化维持在5%内，基本上保持恒定，达到了设计的要求。列* 4人埴蜂导与关摸点人电压胃现3. 2放大器的性能指标采用HSpice对图2所示CMOS运算放大器进行仿真分析的条件为：电源电压为3. 3 V，输 入共模电压为1. 65 V，负载电阻为10 kQ在对该放大器各个性能指标进行仿真的同时， 与输出级为A类时进行了比较。本文所设计电路的仿真结果如图5,图6所示。表1所示为 两类输出级的仿真性能参数。a &tn-tiaAK 前 It*4蜂M相虻/mV4l.撬胃槌. R1Vao厩皿BTlox357裙虬5；. /=此电314比归H2.4结语本文设计了一种CMOS运算放大器，该运算放大器在输入级中采用电流镜和控制互补差分 对管的尾电流来使跨导