【开关型功率放大器研究现状的文献综述3700字】

开关型功率放大器研究现状的文献综述目录TOC\o"1-3"\h\u10986开关型功率放大器研究现状的文献综述 175861.1开关型功率放大器的拓扑结构 1138951.2开关型功率放大器的控制方法 522301参考文献 7F.J.Keith[8]于1990年提出了最早的开关型功率放大器，以全桥逆变器结构来实现信号的放大，当时广泛应用于电磁轴承功率放大器。为了改善系统的电磁干扰水平（ElectromagneticInterference,EMI），开关型功率放大器可以通过提高其极限开关频率来实现。若开关型功率放大器工作于高电压、高功率的场合，其各个电力电子器件所承受的电压应力和电流应力都极大，因此对电力电子器件的耐压水平有了较高的要求。传统的低压两电平结构输出电平数少，难以满足功率放大器高压高保真度的要求。因此学者们开始逐步研究开关型功率放大器的拓扑结构以满足高压大功率功率放大器的各项指标。由于电力电子器件的物理开关频率是存在上限的，尽管这些开关型电力电子器件的电压等级和能量处理水平足够，其输出性能很难得到改善。 为了克服电力电子器件的物理开关频率的限制，学者们通过对开关型功率放大器的拓扑结构的研究，提出了开关型功率放大器多重化技术和开关型功率放大器多电平技术等以改善开关型功率放大器的输出性能[9-10]。1.1开关型功率放大器的拓扑结构1.1.1多重化技术图1.2变压器四重化结构示意图王铁军[11]提出了用于多重化逆变的移相变压器，曾广泛应用于早期的大容量STATCOM和APF中。图1.2为典型的利用多绕组变压器实现多重化拓扑的示意图。变压器多重化结构的关键在于输出电压侧的多绕组变压器，其二次侧与n个H桥的输出波形相连，且每个输出电压的相位依次滞后，然后经过多绕组变压器合成电压，在一次侧输出电压，等效开关频率提高为功率型电力电子器件的物理开关频率的n倍。变压器多重化结构的优点包括：电力电子器件承受的耐压一致、便于模块化、谐波分量含量较低等。然而由于多绕组变压器会导致功率设备产生较大的损耗和增加功率设备的生产成本，且考虑到每个模块之间需要严格遵守一定的移相角度以及多绕组变压器中每个绕组在不同情况下需要不同的连接方式，因此其生产和制造工艺会变得非常复杂，不利于工业使用。此外，由于输出的频率范围较大，可能导致多绕组变压器的铁芯出现饱和现象，影响输出信号的保真度，使得电路的可靠性下降，不利于该技术的进一步推广。1.1.2多电平技术为了克服多重化技术中变压器的各种缺点，学者们提出了各类多电平技术拓扑。采用多电平技术的电路拓扑结构的输出电压等级较高，输出电压保真度较好，且分配到各个电力电子器件的电压应力较为平均且相对较小，因此多电平技术目前被广泛应用于电力系统静止无功补偿（StaticVarCompensator）器等领域。随着多电平技术的发展，两类拓扑得到广泛应用，分别是钳位型变流器拓扑和单元级联型变流器拓扑。钳位型变换器拓扑中，根据钳位元件类型的不同可以分为二极管中点钳位型多电平变流器（Neutral-Point-ClampedMulti-levelConverter,NPC-MC）和飞跨电容型多电平变流器（Flying-CapacitorMulti-levelConverter,FC-MC）；单元级联型变流器拓扑中，包括两电平H桥和三电平H桥，后文以应用最广泛的两电平H桥DCMC拓扑为例讨论单元级联型拓扑的工作原理和研究现状。1.NPC多电平变流器图1.3NPC多电平变流器结构NPC多电平变流器结构最早由A.Nabae[3]提出,其拓扑结构如图1.3所示。为了得到多电平输出电压，组合各个中点钳位二极管的开关器件的不同开关状态即可。NPC多电平变流器的优点在于每个开关型电力电子器件所承受的电压应力均为直流侧母线电压的1/n，输出的波形保真度高，谐波含量较少。然而，随着电平数目的提高，该NPC多电平变流器结构需要增加大量的开关型功率器件和钳位二极管。具体而言，对于二极管中点钳位M电平拓扑每相桥臂需要使用2（M-1）个开关型功率器件和2（M-2）个钳位二极管。因此，对于NPC多电平拓扑而言，三电平输出已经是最为经济有效的结构，要求更高的电平输出会不利于工业化生产[4]。2.FC多电平变流器图1.4FC多电平变流器结构Meynard和Foch[5]于1992年提出了飞跨电容型多电平变流器结构，其典型电路如图1.4所示。与NPC多电平变流器的原理不同，FC多电平变流器主要采用飞跨电容对各个开关型电力电子器件进行电压钳位。根据各个开关型电力电子器件的开关状体，可以组合出目标的电平数目。FC多电平变流器的优点在于其数目众多的飞跨钳位电容可以为该拓扑带来冗余的开关组合状态，用于各个电容电压的平衡控制，提高了装置的整体稳定性。然而对于飞跨电容M电平变流器拓扑结构，每相桥臂需要采用（M-1）（M-2）2个飞跨电容。一般电容在PCB板上所占的体积很大，且成本很高，并且在工作前需要对电容进行预先充电，因此在电平数很高时的使用价值较低。此外，随着FC多电平变流器的电平数目提升，所需的飞跨电容的数目也急剧提升，此时对各个元件的控制会变得极其复杂，因此无法实现更高电平数目的输出。3.级联H桥型多电平变换器图1.5级联H桥型多电平结构1971年W.McMurra提出了级联H桥型多电平结构，其拓扑结构如图1.5所示[6,7]。H桥的N个子模块结构完全相同，每个子模块输出三电平电压，经过H桥级联后整体输出（2N+1）电平的输出电压波形。每个H桥子模块采用互相隔离的独立直流电源供电，因此不存在电容电压分压不均的问题；除此之外，当其中一个子模块发生故障，可以通过冗余子模块的投切运行避免设备停机维修，增加了设备的可靠性；相比于各类钳位型多电平变流器，级联H桥型多电平变流器无需钳位元件，使其系统扩容更为方便。然而，由于每个模块需要采用单独的直流电源供电，当模块数过多时，整流侧需要采用的多绕组变压器体积会大大增加，不利于装置的工业化生产。1.2开关型功率放大器的控制方法为了提高开关型功率放大器输出电压波形的保真性，减小电压波形的畸变，因此有必要对开关型功率放大器进行控制，保证其高带宽、高保真的输出特性。目前对于开关型功率放大器的主要控制方法包括单环比例积分微分控制、双环比例积分控制、重复控制等。接下来将对上述控制方法进行详细介绍。1.2.1单环比例积分微分控制单环比例积分微分控制（ProportionIntegrationDifferentiation,PID）是应用范围最广且控制效果较为理想的控制策略，其中各个环节的作用如下：比例环节能成比例地放大信号，提高整体控制策略的响应速度，然而存在稳态误差；积分环节能对误差信号进行积分，从而减小稳态误差，提升整体控制策略的稳态性能；微分环节能对误差信号的变化量进行微分，预测误差信号未来的变化趋势，具有超前调节的功能[20]。误差信号由参考输入信号和反馈电压信号的差值构成，具体控制框图如下图所示：单环比例积分微分控制器的输出信号与理想的参考信号之间通常存在一定差值，一般称为稳态误差，这类误差是由比例积分微分控制器的控制原理所造成的，因此无法通过改变参数来消除。此外，单环比例积分微分控制器还具有抗稳定性较差的缺点，仅当扰动信号在输出电压波形上体现出来时，控制器才会进行动作和调整[21-22]，因此该控制策略存在一定缺陷，目前使用范围较为局限。1.2.2双闭环PI控制双闭环PI控制（ProportionIntegration,PI）一般对输出电压和输出电流进行控制。与电压单环PID控制不同，当负载电流发生变化时，该细微变化可以通过输出电流快速识别，从而使双闭环PI控制系统快速做出反应，因此电压电流双闭环PI控制兼具动态特性和静态特性[24]。上图为电压电流双闭环PI控制的主要控制框图，参考电压与输出电压进行比较后的误差信号送至电压PI控制器中，电压PI控制器将误差信号转化为电流的参考信号与控制对象所流经的输出电流进行比较，输出的误差信号送至电流PI控制器，最终经过脉宽调制产生PWM信号驱动功率器件工作[25-26]。1.2.3重复控制重复控制是指利用内模原理（InternalModelPrinciple,IMP）来完成对输入参考信号的跟踪。内模原理是指当信号收到外部扰动时，重复控制器将外部扰动的模型也包含在控制器内，从而实现零稳态误差和对参考输入信号的完全群踪[30]。内模原理指出，若控制系统希望完全抵消外部扰动，跟踪参考输入信号，则该控制模型必须建立一个包含外部扰动反馈通道的模型。因此，重复控制实际上是利用内模原理来控制周期性波动的扰动信号的干扰，然而，对于非周期性波动的扰动信号，重复控制对其的控制效果较差，可能会使系统的动态性能下降，从而影响整体的控制效果[31]。参考文献[1]贾宁,黄建纯.水声通信技术综述[J].物理,2014,43(10):650-657.[2]杨益新,韩一娜,赵瑞琴等.海洋声学目标探测技术研究现状和发展趋势[J].水下无人系统学报,2018,26(05):369-386+367.[8]KeithFJ,MaslenEH,HumphrisR,eta1.Switchingamplifierdesignformagneticbearings[C]．ProceedingsoftheSecondInternationalSymposiumonMagneticBearings．1990：211-218.[9]文小玲,尹项根.大容量多重化逆变器的输出电压谐波分析[J].高电压技术,2007(10):191-196+202.[10]王鹏帅,韩如成.多电平逆变器主电路拓扑结构综述[J].自动化仪表,2013,34(10):9-12+16.[11]王铁军,饶翔,姜小弋等.用于多重化逆变的移相变压器[J].电工技术学报,2012,27(06):32-37.[3]NABAEA,TAKAHASHII,AKAGIH.Anewneutral-point-clampedPWMinverter[J].IEEETransactionsonIndustryApplication,1981,17:518–523.[4]李国丽,史晓锋,姜卫东等.二极管钳位型多电平逆变器脉宽调制时电容电压均衡方法[J].电工技术学报,2009,24(07):110-119.[5]MeynardTA.Multi-levelconversion:highvoltagechoppersandvoltage-sourceinverters[C].Proc.IEEEPowerElectronicsSpecialistConf.1992,1992.[6]PengFZ,LaiJS,McKeeverJW,eta1.Amultilevelvoltagesourceinverterwithseparatedcsourcesforstaticvargeneration[J]．IEEETransactionsonIndustryApplications,1996,32(5):1130-1138.[7]LaiJS,PengFZ.Multilevelconverters-anewbreedofpowerconverters[J].IEEETransactionsonIndustryApplications,1996,32(3):509-517[20]胡寿松.自动控制原理[M].北京:科学出版社,2007.[21]EbrahimiM,KhajehoddinS.A,KarimiGM.Fastandrobustsingle-phasedqcurrentcontrollerforsmartinverterapplications[J].IEEETransaction