低功耗__基于MSP430的铅蓄电池快速充电器设计

摘要随着铅酸蓄电池的广泛应用，对蓄电池充电技术也提出了更高的要求，然而传统充电技术有着效率低、高功耗、高损害等致命缺点。设计采用 MSP430 作为主控制器，通过外围检测电路对蓄电池实时监测，进而实时调整充电状态以实现充电智能化，弥补了传统充电器不足，大大提高充电效率。1. 引言随着信息技术的快速发展，铅酸蓄电池应用到各个领域，比如说汽车、轮船、通信等各种电子产品等！充电技术也在不断更新，从传统的恒流充电、恒压充电、恒压限流充电，发展到现在的智能充电。充电技术的更新不仅要满足对新型电池的充电要求，更重要的是要提高充电的质量，缩短充电时间，延长蓄电池的使用寿命。本文设计是一种基于 MSP430 控制的智能化蓄电池充电系统，采用马斯三定律脉冲充电技术，能够实现蓄电池状态的实时状态检测显示与管理，实时调整充电器工作状态，实现高效、快速、低功耗、高可靠的智能化充电功能。完整的充电系统包括：开关电源主供电电路、IR2110 的 MOSFET 驱动电路、MSP430F169 与外围检测与显示电路、辅组电源电路、MAX232上位机通信电路、VB 上位机管理界面。2. 系统方案 2.1 总体设计思想系统设计采用 MSP430F169 超低功耗型单片机作为主控制器，外围检测电路包括电阻分压网络的电压检测、霍尔电流检测、DS18B20 温度检测，显示电路模块是采用深圳绘晶科技HJ12864ZW 型 LCD12864 液晶集成模块。采用反激式开关电源作为充电电路电源，这里是利用美国 PI 公司的 TOPSwitch-GX 系列第四代单片开关电源芯片设计的反激式开关电源。MOSFET 驱动电路是采用 IR2110 集成驱动芯片驱动，通过 MSP430 的 PWM 输出控制。辅组电源主要是为各个芯片及子系统供电，这里利用比较简单快捷的 78 与 79 系列三端稳压芯片即可满足系统要求。上位机通信是利用 MAX232 实现串口通信，上位机管理界面采用 VB 编程。2.2 系统原理框图2.2.1 系统总体原理框图图 1 系统总体框图2.2.2 主电源原理框图图 2 主电源原理框图由于采用脉冲充放电技术，其可接受充电电流较高，对应充电电路输出功率要求也较高。为降低功耗、提高效率，采用开关电源作为充电供电电路是最为理想的选择。开关电源相对于其它直流稳压电源，具有功率高、能耗低、转换效率高等优点，开关电源技术已经应用到各种电子电气产品领域。本系统的开关电源是采用美国 PI 公司的 TOP250Y 单片开关电源芯片设计的，该芯片将PWM 集成电路和 FET 集成在同一芯片中，具备 PWM 型开关稳压电源所需的全部功能。通过高频变压器使输出端与电网完全隔离，实现了无工频变压器隔离的单片开关电源的集成化。相对于分立元件设计的开关电源，基于 TOP250Y 的开关电源系统具有输出功率范围大、成本低、集成化高、电路设计简单等优点，是中小型功率开关电源电路设计的理想选着。TOP250Y 在开放式系统中，其最高输出功率可达 290W，设计输出 26V 直流电压输出电流依然达到 8A 以上，参考本次设计要求，则已经完全能够满足蓄电池对电源要求。3. 系统硬件设计3.1 主电源电路原理图基于 TOP250 的开关电源主电路原理图如图 3 所示，该设计是采用 PI 公司提供的技术手册中给出的典型反激式电路应用图，结合实际需要对部分元器件做出调整后的实际电路图。在基于 TOPSwitch-GX 系列的开关电源设计中，其外围电路（如检测、钳位、保护、反馈）在其技术手册中都有详细说明，用户结合实际应用选择合适的元件即可完成外围电路设计。在外围电路设计中，要考虑元件耐压值、快恢复二极管可通过电流值、钳位 RC 吸收电路计算等。图 3 主电源电路原理图3.1 主电源各电路设计分析与计算3.1.1 输入保护与 EMI滤波电路输入保护电路采用 NTC 热敏电阻与延时引信相结合保护，该电路设计对抑制开机浪涌电流以及电路正常工作时过流保护有比较好的效果。NTC 热敏电阻(负温度系数热敏电阻)作用：在电源回路中使用功率型 NTC 热敏电阻器，是抑制开机时的浪涌电流，以保护电子设备免遭破坏的最为简便而有效的措施。延时引信（延时保险丝）作用：有些电路（如开关电源、电机电路）在开关瞬间的电流大于几倍正常工作电流，尽管这种电流峰值很高，但是它出现的时间很短，我们称它为脉冲电流。普通的保险丝是承受不了这种电流的，这样的电路中就要用到延时保险丝，若使用更大规格的保险丝，那么当电路过载时又得不到保护。延时保险丝的熔体经特殊加工而成，它具有吸收能量的作用，调整能量吸收量就能使它即可以抗住冲击电流又能对过载提供保。当同样过电流负载条件下，延时保险丝的动作速度要比快熔断保险丝来的慢一些，这是因为其熔断需要更多的热量。这样就可以承受住开关电源关断或开通瞬间的脉冲电流，而在电路正常工作状态中对于稳定电流又有很好的保护作用。本次设计主电源电路直流输出电压：（3.1 式）Vu26o输出电流峰值： （3.2 式）Ai8o输出功率最大值为：（3.3 式）Wup20oo设计变压器转换效率为 81%，则变压器输入视在功率 为：inp（3.48.56in/o式）接入市电交流电压 ，频率 。考虑市电电压有一定波动，取范围值：20VUHzf0（3.5 式）若取最低市电输入电压 ，则峰值输出功率时市电输出电流 为：min inI（3.6 式）AP29.1iin/I考虑到线路与元器件及变压器损耗，这里取输入电流峰值 。故电路正常电流峰A1.7inI值电流为 ，延时保险丝与 NTC 热敏电阻选择即参考该电流值。由于 TOP250Y 最大限电A7.1流值为 ，延时保险丝脉冲电流值应该至少大于该值，NTC 热敏电阻可抑制浪涌电流值326也应大于该值。TOPSwitch-GX 系列芯片外部流限值见附录图 2，NTC 热敏电阻规格与电流值见附录表 1。本次设计选用 NTC 热敏电阻型号为 ，其代表含义是指该电阻常温阻值为15D0NTC电阻直径为 15mm。对照 附录表 1 可知该型号电阻可抑制浪涌电流为 ，故电路采用两0 A5个串联方式，以提高对较大浪涌电流抑制能力。由于开关电源的高噪声特性，以及外界电网噪声加入对开关电源本身也有较大影响，所以在开关电路前端交流输入都设计有 EMI 滤波电路，EMI 滤波电路属于一种低通滤器。主电源输入保护与 EMI 滤波电路如图 4 所示：RMesFhJ图 4 输入保护与 EMI 滤波电路3.1.2 整流与输入滤波电路设计在设计整流电路与输入滤波电路中主要考虑元件耐压值与可通过最大电流值。其中整流采用桥式整流电路，由 3.5 式可知输入电压为一定范围值，这里应该取最大输入电压设计本模块电路。取最大输入电压：（3.7 式）VU260max则输入整流二极管承受最大反向电压 为：axu（3.8 式）u7.3axmax一般为留一定裕量，二极管最大耐压值选取两倍最大反向电压，即选取二极管电压值应为：（3.9 式）VD4.7352max输入电流 ，则每只二极管通过电流为：A1.7inI（3.10 式）AinI8.0/选用集成整流桥 RS806，其最大反向击穿电压为 800V，额定最大工作电流为 8A，瞬间最大电流为 250A，完全能够满足设计需要。输入滤波电容设计：交流电压经全桥整流后输出电压一般为 倍交流输入有效值4.12电压，取最高输入电压最大整流倍数，则电容两端承受最大电压为：（3.11 式）VUuc364.1max电容最大耐压值一般留 20%裕量，则耐压值应为：（3.12 式）c8.2.取 。Vc450电容容量大小并没有较好的计算方法，一般取经验值 ，即输入电容值为输出WF/32功率的 23 倍，由此可知本电路输入电容大小应为：（3.13 式）FopC641)32(但是该计算值依然不是完全可行的，电容随着容量的增加其 ESR（等效串联电阻）ESL（等效串联电感）也会增加，这会影响整个系统的电路特性参数；而且高耐压的电解电容随着其容值的增加其体积会变得非常大，而价格也会十分昂贵，变相增加系统设计成本与电路体积。由于 TOPSwitch-GX 的可调整占空比很宽（38%78%），所以可以选择较小的滤波电容，选用 200 /450 吕电解电容即可满足设计要求。FV3.1.3 高频变压器输入钳位电路高频变压器设计与绕线中不可避免的有漏感，所以在初级输入必须加入钳位电路，用以吸收漏感能量。这里选用的是瞬态电压抑制器 TVSP6KE200 和超快恢复二极管 MUR3060 组成齐纳钳位。但是这依然不能满足初级大输入电流要求，所以并入 RC 吸收电路，将漏感能量转而由 RC 电路吸收。并入钳位电路的 RC 吸收电路设计中电阻应选用阻值 10K 以上功率 2W 以上的电阻，电容应选用 1KV 的高压瓷片电容，可以选择多个功率电阻并联方式作为吸收电路。本次设计的钳位电路与 RC 吸收电路是参考 PIExpert 软件给出的设计电路，只是在元件选择上做出一定调整。钳位与 RC 吸收电路如图 5 所示，其中超快恢复管 MUR3060 最大平均正向电流为 30A，最大正向浪涌电流为 150A，最大反向击穿电压为 600V，恢复时间为 60ns。10KR42W5678.uFC3DPEMUT图 5 钳位与 RC 吸收电路3.1.4 TOPSwitch-GX外围检测电路TOPSwitch-GX 系列芯片具有外部电压检测、限电流编程、可调工作频率、可调占空比等功能，是一种可以较为自由设计开关电源的芯片，用户仅需通过很少的外围器件就可完成多项功能。L 引脚为外部电压检测引脚，提供过压检测与欠压检测功能，可以为整个系统电路提供保护。芯片也可以通过流入该引脚电流的大小实时调整内部 PWM 占空比以提高工作效率，占空比大小与流入该引脚电流大小成反比。L 引脚工作原理是通过串联电阻阻值改变输出 L 引脚电流的大小来确定欠压过压检测范围。如果流入 L 引脚电流小于电流 （典型值+50 A，30 A 的迟滞）时触发 （欠压UVI VU关断重启）；如果流入 L 引脚电流大于达到 （典型值+225 A，8 A 迟滞）时触发OV（过压关断重启）；在 和 阈值之间允许输出使能。VO本次设计电路中，串入 L 引脚的电阻阻值大小为 ，则欠压关断重启阀值为：MLR4.（3.14 式）LUVI20即整流滤波后直流电压若低于 220V 芯片启动自动关断重启保护。过压关断重启阀值为：（3.15 式）LOVI90此时可见过压关断阀值过高，已经超过 TOP250 内部 FET 最大耐压值（700V）。虽然此时接入的 220V 交流市电经全波整流后电压不可能达到该阀值电压，也不可能超过 FET 最大击穿电压，但是在其它高输入电压场合应用中必须注意这一缺点。一般应用中为了能够实现对欠压与过压的真正意义上的监测保护，串入 L 引脚的电阻都不会太大（2.2 左右），M这样避免了过压检测没有实际保护意义！同时该功能有迟滞触发功能，防止电路因为线路噪声干扰影响而发生误关断重启。3.1.5 高频变压器设计开关电源设计的关键是高频变压器的设计，高频变压器设计的优劣直接关系到整个系统是否稳定、安全、高效的工作与否。TOPSwitch-GX 系列典型应用电路中采用的是反激式变压器设计电路，这样可以保证芯片能够高效工作。根据主电源的要求，反激式变换器设计基本要求：输入市电电压范围 ；V260U输出电压 ；输出电流峰值 ；最大占空比 ；转换效率 81%；Vu26oAi8o37.0maxD工作频率 。KHzf（1）选择磁芯大小由 3.4 式可知，变压器传送功率为 256.8W。由于诸多因素，例如磁芯材料特性，变压器形状（主要是表面积对体积的比率），表面的热辐射，允许温升、工作环境等等，无法把传输功率与变压器大小简单联系起来。通过参考厂家给出数据，本次设计采用 EE55/28/21高频磁芯，其最大传输功率 ，WP315max， ， ， ， 。2354meA280wnHlA40TmB2617.0Tp318.0（2）计算 ont原边绕组 MOSFET 最大导通时间对应在最低输入电压和最大负载时发生。工作周期：（3.16 式）sfTs./最大开启时间：（3.17sSonDt61.5max式）（3）最低直流输入电压，交流输入最低电压 ，全波整流电压值一般为交VU20in流输入电压 1.21.4 倍。（3.18 式）sV4in.实际导通状态漏极到源级压降查技术手册知约为 12V，故 应减去此压降。s（4）计算原边输入峰值电流 pkI输出电压 26V，设整流二极管压降 0.7V，绕组压降为 1.0V，则副边绕组电压值为26+0.7+1.0=27.7V。（3.19ADVIsopk 23.57.0)1324(8max(in) 式）（5）计算原边绕组电感量（3.20 式）HpksspITL60.24523.51.)(i) （6）求 min在 时，有最小占空比 。当输入电压 由最大到最小变化时，占空比由(ax)sVminSV最小变到最大。其关系式可表示为：（3.21axaxi)1(DKD式） 式中 电压 波动范围系数KSV最大输入电压 对应最大输入交流电压 时整流后直流电压值，去(max)s VU260max除芯片 FET 导通压降 11V，即：（3.22 式）3514.260则电压波动系数 为（3.2354.1293(min)axVsK式）代入 3.21 式可得：（3.24 式）7.03.541)37.0(i D（7）验证磁芯尺寸计算磁芯面积 。 为 （磁芯窗口面积）和 （磁芯有效截面积）的乘积。APweA在厂商给出的资料中可以查得该数据，设计者可以根据实际需要选择合适的磁芯及骨架大小。如果原边绕组的线径为 ，带绕组的磁芯所占的 值为 ，可按下式计算：dPp（3.25 式）BdILpkp810)23.6(式中 表明工作磁感应强度变化值取饱和值 的一半，厂家给出的技术资sB21s料中最大磁感应强度 峰值磁感应强度 ，取： Tm617.0Tp318.0（3.26 式）)(267.GS）（其中单位 为磁感应强度高斯单位， 。GS.初级绕组磁线线径选择主要考虑通过的峰值电流大小以及高频电流产生的集肤效应。导线截面积与过电流大小关系一般取 ，这里取 。则 5.23A 电流值需要导2/64mA2/4mA线截面积为：（3.2723075.1.d式）查的 AWG 导线中 15 号截面积为 1.539 线径为 1.400mm 换算成英寸为 0.0609。但实2际绕线并不能选取该导线绕制，因为高频电流流过导线会产生集肤效应，此时应采用多线并饶的方式解决集肤效应和电流要求，而在大电流输出的次级绕组中最好选着铜箔绕组以减少漏感。表 1 中给出铜导线集肤效应穿透深度，实际选择线径应取穿透深度的两倍。频率 )(kHzf1 3 5 7 10 13 15 18穿透深度 m2.089 1.206 0.9346 0.7899 0.6608 0.5796 0.5396 0.4926频率 )(kHzf20 25 30 40 45 55 60 66穿透深度 m0.4673 0.4180 0.3815 0.3304 0.3115 0.2819 0.2699 0.2573表 1 铜导线穿透深度将线径代入 3.25 式，求得 为：pAP（3.28 式）)(1945.2670)9.(3.50.43.682cmp 一般 只为 的 以下，这是为了保证多线并饶和绝缘对体积要求。故取：AP/1（3.29p5.0式）所以 （3.30)(78.4.1944cmAP式） 前文给出了 的参数 ； 则其 为：21/85E235e20wAP（3.31 式）)(.4w因 ,所以 选取合适。选取较大尺寸磁芯是为了满足减少绕组匝7.491.1/8E数，减小线圈损耗，提高效率的目的。（8）计算气隙长度 gI由于反激工作模式是单向激磁，为防止磁饱和，应加气隙。气隙会产生较大的磁阻，而且大多数变压器所储存的能量是在气隙所构成的体积 中，故有：GV（3.32 式）8210)(pkHBIL式中 气隙磁场强度 ；H(4.0eo空气导磁率为 1；0气隙的体积， 。GV)(3cmgeIAG整理后的：（3.33 式）)(82.epkgBLI代入数据计算所得气隙为：（3.34 式）)(0369.8261754.33.0.02cmgI（9）原边绕组匝数计算采用公式：（3.35pkgIBN4.0式）或 （3.3681ALe式）前式计算所得 ，后式计算所得 ，取 15