基于SVPWM的交流电机无速度传感器矢量控制系统仿真研究

1、.西 南 交 通 大 学本科毕业设计（论文）外文资料翻译年 级: 2006级学 号: 20061986姓 名: 古国粹专 业: 电气工程及其自动化指导老师: 陆可2010 年 6月.基于SVPWM的交流电机无速度传感器矢量控制系统仿真研究摘 要本文根据空间矢量脉宽调制技术的基本原理将空间矢量脉宽调制技术（SVPWM）的算法应用于无速度传感器矢量控制系统，用以提高无速度传感控制性能。对应用于异步电机控制，基于SVPWM矢量控制策略的电压源逆变器进行了研究。为了验证此方法的正确性和可行性，本文提出了一种模拟方法用以估计电机速度进而实现一个简单的无速度传感器系统。这个系统由动态仿真工具Matlab/

2、Simulink软件中的交流电机模型来实现。仿真结果表明，该方法在整个可调速范围内提供了定子磁链和转子转速的估计，并且可以提高控制精度。关键字：SVPWM；无速度传感器；矢量控制；电压空间矢量； 简 介由于传统的电机速度传感器不仅在安装维护和可靠性上都存在一些问题，而且由于其控制精度较低，这个课题现已成为研究热点。逆变器的输出电压特性主要是由脉冲宽度控制策略决定的。对于工程应用，正弦脉宽控制（SPWM）是最常用的控制方法。它需要的计算量较少，而且易于实现，但其直流电压利用率和逆变器的传输能力较低。与SPWM相比，SVPWM技术具有直流电压利用率高，输出电压多样化，电压纹波小的优点。然而，由于其

3、计算复杂的弊端和实时控制的难以实现，在逆变器不断改进的同时限制了SVPWM技术的应用。近年来，由于易于实现，直流电压利用率高达100%等优点，许多先进的SVPWM算法被提出并且得到广泛应用。陈国呈，宋文祥，吴辉和孙成波提出了一种新的适用于三电平中点钳位式电压源逆变器的SVPWM控制策略，此法基于所有多余电压矢量的特殊控制2。在3中，作者提出了一种新的基于非正交坐标系N电平逆变器的空间矢量脉宽控制（SVPWM）算法。该算法可以很容易的判断参考空间矢量所在处的扇区，并且可以采取简易措施判断各个矢量的占空比。本文介绍了应用于交流电机控制的基于SVPWM的无速度传感器矢量控制方法，包括其基本原理，控制

4、策略的分析，仿真和实现。 基本原理空间矢量法是一种应用于交流电机变频调速领域的最重要的闭环控制技术之一，并且常用于交流电机动态建模。空间矢量是一个复杂变量，其大小和角度都随时间任意地变化。目前被认为是假定在空间按正弦分布。在矢量控制的应用中，转速和转子的位置都可以通过使用诸如测速发电机或者编码盘等传统的机电传感器来获得。但是，这样增加了驱动系统的体积和成本。如果转速和转子的位置能够估计，我们就不必要再使用传感器。这就是所谓的无传感器控制技术。无传感器控制技术的主要目的就是估计转子的位置和转速并利用此电机速度参数测量电压和电流。矢量控制，即利用空间坐标变换方法控制交流电机模型。在实现上通过坐标变

5、换将三相坐标系变为两相，再由两相静止坐标系变换到两相旋转坐标系，由此将交流电机模型转化为直流电机模型。由于电机转速是利用转子磁链直接控制的。因此，该系统利用了转子磁链的定向控制原理。无速度传感器磁链估计系统是在无传感器控制的框架下实现的，该控制器通常被设定作用在不同的时间周期内（Harnefors，1997）。目前的控制回路是最快的控制回路，其带宽大约是采样角频率的十分之一。速度控制回路一般至少和磁链控制回路一样快。磁链和速度的动态估计（或者更准确的说，实际磁链的闭环动态估计）应当远比磁链和速度控制回路来得迅速。图1是控制系统结构图。图1. 控制系统结构图如图1所示，速度和转矩的PID控制器是

6、分开设计的；控制操作实现在两相坐标系上，利用PI控制器计算和的误差可以获得输出速度的观测值。因此，必须首先检测出、的实时值，由磁链估计获得。系统的速度估计基于矢量控制原理，例如，转矩电流和励磁电流解耦控制。这里有两个输入信号：一个是由和产生的转矩电流，另一个是由和产生的励磁电流。能够由和计算得来。速度估计的关键在于通过磁链估计获得和，因此，这个系统被称为间接速度估计系统。 SVPWM的Simulink实现传统的SPWM控制技术主要是要产生频率可变的电压波形去最大程度地逼近正弦波，而不考虑输出电流的波形。然而交流电机需要输入三相正弦电流，在电机中产生圆形旋转磁场，从而产生恒定转矩。为了达到这个目

7、的，把逆变器和电机看做一个整体并根据是否产生圆形旋转磁场来加以控制，逆变器的作用效果会变得更好。这种控制方法叫做磁链跟踪控制，这种方法利用不同的电压空间矢量交替追踪磁链轨迹，因此也叫做电压空间矢量PWM（SVPWM）控制。基于空间矢量PWM技术的逆变器有许多优点，如转矩脉动小，直流电压利用率高，开关元件损耗较低，调速性能好。因而它适用于高速电机控制系统。ASVPWM模块由逆变器产生的空间矢量是有限的，而且不能被输出。这种空间角矢量会不断的变化。为了获得旋转的电压空间矢量，我们有必要利用在一个正弦周期内作用时间各不相同的矢量去合成参考电压空间矢量，矢量产生的越多就意味着开关频率越高。因此我们首先

8、要判断矢量所在扇区，然后根据伏-秒平衡原则利用该扇区相邻的两个非零矢量和零矢量去合成等效的参考矢量。因此当电压矢量作用在不同扇区时，我们还要计算时间用以合成参考矢量，最后，生成SVPWM调制波形。Simulink设计由以下几个模块组成：1、 扇区判断模块这一步旨在通过电压矢量在，二维坐标系下的分量，判断其所在扇区，扇区号由以下几个二进制代码输出。扇区判定：如果0，则使A=1；否则，A=0；如果0，则使B=1；否则，B=0；如果0，则使C=1；否则，C=0；扇区号N=A+2B+4C。其中和由相关电压输入。扇区判断原理图如图2所示：图2. 扇区判断模块原理图2、 X、Y、Z和、并行计算模块并行计算

9、调制时间，可利用如下等式： (1) (2) (3) 其中是PWM的开关周期，是基波电压幅值。Simulink模块原理如图3和图4所示：图3. 并行计算X、Y、Z模块原理图图4. 并行计算、模块原理图3、 无速度传感器控制模块矢量控制系统是由不同的旋转角频率来控制的；因此不必要构成闭环磁通。在这个控制系统中，只需要获得转矩电流，从而获得转子速度。可以通过以下等式得到： (4) 其中是转矩电流，由定子电流通过3s/2r坐标变换获得。4、 转速计算模块转速计算模块原理图如图5：图5. 转速计算模块原理图B基于SVPWM的无速度传感器矢量控制系统Matlab/Simulink仿真系统由以上几个模块和控

10、制单元进行设计。基于SVPWM的无速度传感器矢量控制结构模型如图6所示。图6. 无速度传感器矢量控制系统原理图此控制系统包括速度控制器，转矩控制器，还有一些其他模块，如2r/2s变换模块，I/U转换模块，SVPWM模块，直流电机模型，3s/2r模块，角度计算模块和两相PI控制模块。系统子模块6是转速计算模块。在这里，无传感器控制方法与传统的矢量控制方法的主要区别在于，在无传感器控制方法中，速度传感器被一个位置估计装置取代了。该系统将检测到的电流信号由三相静止坐标系传递给两相旋转坐标系，电机转速由转速计算模块计算而来。转速的计算值与给定值之间的误差被反馈到PI控制器用以反馈控制。在两相静止坐标系

11、内进行电流-电压转换。由于矢量控制的缘故，使得在两相静止坐标系内对交流电机的控制变得和直流电机控制一样的简单。最后，利用两相旋转坐标系的参数通过SVPWM模块产生恒压频比的正弦信号。这个正弦信号用于驱动交流电机。 仿真结果参考控制器参数：转速：1420.t=1.5s，负载扰动：5NM，仿真时间：3s.主要电机参数：f=50Hz.=6.9.=8.18，漏抗：=1.0484H，互感系数：=1.00039H，J=0.03kg，=2，=1500r/min.在仿真研究中，采用ode45算法，最大步长为1e-5。设定PI参数=1和=0的仿真结果分别如图7和图9所示。图8是实际电机转速图。图7. SVPWM

12、的马鞍状波形图7显示了由SVPWM控制策略得到的三相电压波形。它在参考线性调制范围内是典型的马鞍状波形，其线电压是标准正弦波。在实际仿真中，当参考电压超出线性范围时，电压利用率提高了，但是获得的线电压波形有转变成方波的的趋势，这将会导致电压波形不再是正弦波。也就是说，三相电压不能生成正常的正弦电压波形；此时产生的磁链轨迹已不再是正常的圆形，这将会增加电机运行时的转矩脉动。 当开关频率足够高时，SVPWM调制能使逆变器获得线电压（540V），相比之下，SPWM逆变系统（正弦脉宽调制）只能获得/2。因此SVPWM方式较SPWM方式电压利用率有所提高。图8. 实际电机转速图9.验证的电机转速根据仿真

13、和实验结果可以得出结论，验证的普遍结果是很好的。只是在电机转速较低时不太理想。仿真实验生成了令人满意的圆形磁场，并且获得了给定的电机转速。在加以负载扰动的情况下电机表现出较好的动态过渡性能。由此可见，本文所提出的调制方法和控制算法是正确可行的。仅仅在电机转速较低和电机启动的情况下此法还有待改进。 结 论本文提出了空间矢量脉宽调制（SVPWM）的算法。在一定条件下将SVPWM算法成功应用于异步电动机无传感器矢量控制系统，此法在Matlab/Simulink软件的交流电机模型上得以实现。在实验系统中利用软件实现了一个能够实时产生理想SVPWM波形的SVPWM发生器。仿真结果表明了电机在加以负载扰动

14、的情况下具有较好的动态过渡性能。实验结果验证了所提出的调制方法的可行性。而且，此法易于实现，并可应用于工程实际。鸣 谢 本文作者对辽宁省自然科学基金委员会的帮助和支持表示最衷心的感谢。参考文献1 D. H. Kim, D. W. Kang, Y. H. Lee, and D. S. Hyun, “The analysis and comparison of carrier-based PWM methods for 3-level inverter,” IEEE IECON 2000, vol. 2, Oct. 2000，pp. 13161321.2 G. C. Chen, W. X. Son

15、g, H. Wu, and C. B Sun, “A novel SVPWM strategy considering neutral-point potential balancing for three-level NPC inverter”, Journal of Shanghai University (English Edition), vol.10, Feb.2006, pp 5358.3 X. N. ,Xiao, X. Jiang, H. Liu, H. W. Liu, and S. L. Kong, “Study on the SVPWM algorithm of N-leve

16、l inverter in the context of nonorthogonal coordinates”, Front. Electr. Electron. Eng. China, vol. 2,2006, pp 199204.4 N. Celanovic and D. Boroyevich, “A comprehensive study of neutralpoint voltage balancing problem in three-level neutral-point-clamped voltage source PWM inverters”, IEEE Transaction

17、s on Power Electronics, vol. 15, 2000, pp 242249.5 K Yamanaka, A M Hava, H Kirino, Y Tanaka, N. Koga, T Kume,. “A novel neutral point potential stabilization technique using the information of output current polarities and voltage vector”, IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 38, 2002, p

18、p 15721580.6 Q Song, W Liu, Q Yu, X Xie, and Z H Wang, “A neutral-point potential balancing algorithm for three-level NPC inverters using analytically injected zero-sequence voltage”, Proceedings of the Applied Power Electronics Conference. 2003, pp 228233.7 D.G.Holmes, “The significance of zero space vector placement for carrier-basedPWM schemes”, Industry Applications, IEEE Transactions, vol.32 , pp 11221129, Sept./Oct.1996.8 Texas Instruments, “Implementation of a Speed Field Orientated C