基于Matlab-Simulink的三相光伏发电并网系统的仿真

1、题目：基于Matlab/ Simulink的三相光伏发电并网系统的仿真院系：姓名： 学号：导师： 目录一、背景与目的3二、实验原理31.并网逆变器的状态空间及数学模型31.1主电路拓扑41.2三相并网逆变器dq坐标系下数学模型41.3基于电流双环控制的原理分析52.LCL型滤波器的原理6三、实验设计81.LCL型滤波器设计81.1LCL滤波器参数设计的约束条件81.2LCL滤波器参数计算81.3LCL滤波器参数设计实例92.双闭环控制系统的设计102.1网侧电感电流外环控制器的设计102.2电容电流内环控制器的设计112.3控制器参数计算11四、实验仿真及分析12五、实验结论16一、 背景与目

2、的伴随着传统化石能源的紧缺，石油价格的飞涨以及生态环境的不断恶化，这些问题促使了可再生能源的开发利用。而太阳能光伏发电的诸多优点，使其研究开发、产业化制造技术以及市场开拓已经成为令世界各国，特别是发达国家激烈竞争的主要热点。近年来世界太阳能发电一直保持着快速发展，九十年代后期世界光伏电池市场更是出现供不应求的局面，进一步促进了发展速度。目前太阳能利用主要有光热利用，光伏利用和光化学利用等三种主要形式，而光伏发电具有以下明显的优点：1. 无污染：绝对零排放没有任何物质及声、光、电、磁、机械噪音等“排放”； 2. 可再生：资源无限，可直接输出高质量电能，具有理想的可持续发展属性； 3. 资源的普遍

3、性：基本上不受地域限制，只是地区之间是否丰富之分；4. 通用性、可存储性：电能可以方便地通过输电线路传输、使用和存储；5. 分布式电力系统：将提高整个能源系统的安全性和可靠性，特别是从抗御自然灾害和战备的角度看，它更具有明显的意义；6. 资源、发电、用电同一地域：可望大幅度节省远程输变电设备的投资费用；7. 灵活、简单化：发电系统可按需要以模块化集成，容量可大可小，扩容方便，保持系统运转仅需要很少的维护，系统为组件，安装快速化，没有磨损、损坏的活动部件； 8. 光伏建筑集成（BIPV-Building Integrated Photovoltaic）：节省发电基地使用的土地面积和费用，是目前国

4、际上研究及发展的前沿，也是相关领域科技界最热门的话题之一。我国是世界上主要的能源生产和消费大国之一，也是少数几个以煤炭为主要能源的国家之一，提高能源利用效率，调整能源结构，开发新能源和可再生能源是实现我国经济和社会可持续发展在能源方面的重要选择。随着我国能源需求的不断增长，以及化石能源消耗带来的环境污染的压力不断加剧，新能源和可再生能源的开发利用越来越受到国家的重视和社会的关注。二、 实验原理1. 并网逆变器的状态空间及数学模型1.1 主电路拓扑图1.1所示为三相并网发电系统的拓扑结构，图中，idc1为直流输入电源,C1为输入直流母线滤波电容 , T1T6为三相逆变桥的6个IGBT开关管 ,

5、R1为滤波电感L1的内阻和由每相桥臂上、下管互锁死区所引起的电压损失，R2为滤波电感L2的内阻，L1、L2、C2组成三阶LCL滤波器 。图1.1 三相并网发电系统拓扑结构图1.2 三相并网逆变器dq坐标系下数学模型滤波器状态空间模型的具体形式与所选状态变量有关，为了建立采用LCL滤波器的三相并网逆变器的状态空间数学模型，这里选择L1的电感电流i1、电容c1的电压uc。以及并网电感L2上的电流i2为状态变量 ,在三相平衡的情况下根据PARK变换可得两相同步旋转dq坐标系下的状态方程为:式中ud、uq、usd、usq为三相桥臂电压与电网电压的dq分量。根据式（1）所示的LCL滤波器在dq坐标系下的

6、数学模型，旋转3/2变换在系统的d轴和q轴之间引入了强耦合，d、q轴电流除受控制量ud均和uq影响外，还受耦合电压L1i1q、-L1i1d、L2i1q、-L2i2d和耦合电流C2ucq、-C2ucd以及电网电压usd、usq的影响。如果不对d轴和q轴进行解耦控制 ，采用电流闭环控制时d轴和q轴的电流指令跟踪效果不是很理想。1.3 基于电流双环控制的原理分析基于并网电流单环PI控制无法使系统稳定运行 ,采用电感电流i1作为内环电流反馈的电流双环控制对系统稳定性没有明显的改善，但采用如图1.3.1所示的电容电流ic作为内环反馈的双环控制，在选择合适的内外环控制器参数情况下完全能够使系统稳定运行。图

7、1.3.1 电感电流外环电容电流内环系统框图（3）式中；。将图1.3.1等效变换为图1.3.2所示的电流双环控制系统等效图,其参考信号为。图1.3.2中，反馈通道的反馈信号由电容电流和并网电流及积分量分别乘以、3个常系数的总和形成。如果把电容电流和并网电流 及其积分量看成系统的3个状态变量 ,则图1.3.2是以为输入量 , 以、组成状态反馈增益矩阵的状态反馈控制系统。可以看出，当改变内环控制参数时 ，也同时改变了电容电流和并网电流及其积分量的反馈通道系数、以及，因此导致电流双环控制器无法通过改变、的数值将系统的闭环极点配置到所希望的位置上 以满足性能指标要求 , 也是下一步采用高阶极点配置的方

8、法设计电流双环控制器参数时需要解决的问题 。图1.3.2 并网逆变器双环控制系统等效框图2. LCL型滤波器的原理LCL与L不同，它是三阶模型，如果设计不好会影响系统的稳定性，需要分析LCL滤波器的整体模型。参数设计过程中，除了要满足网侧电流谐波含量标准外，还要使逆变器侧电流谐波和电容吸收无功功率小。图2.2.1 单相LCL滤波器拓扑结构针对单相LCL频率特性进行分析和研究图2.2.1所示，是逆变器侧输出交流电压，是电网侧电压，和分别为逆变器侧和电网侧的滤波电感，和分别为对应电感的等效电阻，是滤波电容，是电容支路的电阻。相比于L滤波器，LCL滤波器多了和，电容支路对高频纹波电流呈现低阻抗通路从

9、而旁路高频电流，电感抑制电流中的高频纹波。逆变器侧和网侧电阻、相比于感抗、较小，可以忽略。图2.2.1进行拉普拉斯变换得到滤波器的结构框图如2.2.2。图中看出，LCL滤波器中，逆变器侧电感支路与网侧电感支路和电容支路并联电路串联，求出滤波器的传递函数。图2.2.2 LCL滤波器的结构框图系统的串联阻抗为：（2-1）逆变器侧电流为，网侧滤波电感和电容分流关系：（2-2）由逆变器侧电流和公式（3-2）带入可以得到网侧电流：（2-3）由上式可以得出从逆变器侧电压到网侧电流的传递函数：（2-4）在电路滤波器设计的过程中，功率开关元器件的纹波是设计的主要依据。在给定纹波衰减率的条件下，可以由式（2-4

10、）得出两个电感和电容的约束关系。但是满足上述关系的参数可以是多组的并不唯一这给LCL滤波器的设计增加了难度，需要分析LCL滤波器的运行特性，找出电感和电容的约束条件。三、 实验设计1. LCL型滤波器设计1.1 LCL滤波器参数设计的约束条件（1）LCL 滤波器的电容将引起无功功率增加，从而降低功率因数。为了保证系统的高功率因数，一般限制电容吸收的无功功率低于额定功率的5%。（2）总电感值要小于，即，否则需要较高的直流电压来保证电流的控制性，这将会增大功率开关的损耗。（3）为了避免开关频率附近的谐波激发LCL 谐振，谐振频率应远离开关频率，一般小于，但不能过小，否则低次谐波电流将通过LCL 滤

11、波器得以放大。一般谐振频率在十倍的基波频率到开关频率的一半之间。（4）需增设阻尼电阻防止谐振，但阻值不能太大，以免带来过多的损耗，从而降低了效率。1.2 LCL滤波器参数计算(1)电感的计算： （3-1）U为网侧相电压有效值，为谐波电流峰值，为开关频率。(2)总电感值的约束条件： （3-2）其中为直流母线电压，为网侧相电压峰值，为相电流峰值,且 （3-3）(3)计算电容C可先确定谐振频率，再根据公式： （3-4）计算得电容C的值；也可以取电容消耗的无功功率为总功率的5%，利用约束条件：，其中，且其中E为网侧线电压有效值，为基波频率。(4)电容所串电阻 （3-5）有很多的限制条件，满足有功功率和

12、无功的控制要求，总结如下：（1）滤波电容吸收的无功尽量少；（2）逆变器侧电流纹波尽量少；（3）谐振频率避免与开关频率及其倍数附近重合；（4）提高逆变器电压对电网侧电流控制。1.3 LCL滤波器参数设计实例选定直流母线电压800V，电网电压380V/50Hz，总功率100kW,开关频率选定为5kHz,可得输出相电流峰值为10A，令为逆变器侧滤波电感，为网侧滤波电感，为滤波电容，为单环控制策略中电容所串电阻。根据前面所述参数计算方法，可得到：总电感约束值：且，又所以可取总电感为3mH，取又由于,且，可得，取。可得谐振频率: 满足约束条件: 进而可得单环控制策略中电容所串电阻:2. 双闭环控制系统的

13、设计2.1 网侧电感电流外环控制器的设计下图是基于LCL滤波的三相并网逆变器原理图所得系统线性控制模型：图3.1.1 基于有源阻尼的线性系统控制计算PI调节器的参数，根据文献2得LCL滤波器的传递函数： （3-6）将逆变器等效为一个小惯性环节: 又的数值很小，忽略不计，则F(s)化简为： （3-7）进而可得被控对象的传递函数： （3-8）且已知PI调节器的传递函数为： 其中=hT整定为II型系统后为： （3-9）且典型II型系统的传递函数为： （3-10）其中，选定h，滤波器参数、C和的值，即可计算出K，然后可得即，且，电容所串电阻为： （3-11） 以上为理论计算方法，仿真过程中各参数还需要

14、适当调整，才能得到较好的滤波效果和稳定的电压电流波形。2.2 电容电流内环控制器的设计由系统线性控制模型可得电容电流内环控制对象传递函数为：由于的数量级在，忽略不计，控制对象可简化为：典型I型系统为：上述控制对象要整定为I型系统，可采用PI调节器：，且取为T和RC中较大的数，由于，取3,C=20uF，T为0.0002S，则取=RC，整定后的I型系统为：，又,且取KT=0.5时超调较小、动态响应较快，计算可得的值，。2.3 控制器参数计算根据2.1节，可得整定后的并网电感电流外环传函为：且典型II型系统为： 其中，由于开关频率为5KHz，则T=0.0002s，又取h=5时，动态响应适中，此时：

15、可得：，即： ，又 ，可得：。根据2.2节，计算得电容电流内环的PI调节器的参数： 四、 实验仿真及分析为了验证本文所叙述的LCL滤波器参数的设计方法及所采用的电流双环控制策略的可靠性，以及系统是否能达到所要求的稳定性，第三章中的系统设计了仿真，根据上文中计算所得各参数，取滤波电感，滤波电容，电容所串电阻，并网电感电流外环PI调节器参数为,，滤波电容电流内环PI调节器参数为，。 下图是基于LCL滤波器的光伏三相并网逆变器双环控制仿真电路：图4.1 基于LCL滤波器的光伏三相并网逆变器双环控制仿真电路（1）有功功率和无功功率波形图4.2有功和无功功率波形由图4.2可知，系统的无功功率为0，有功功

16、率稳定在8000W，小于8000W是因为存在有功功率损耗。（2）电网电压波形图4.3电网电压波形由于都是三相并网，且电压、频率相同，电压是已确定的，所以仿真所得电压波形如上图所示，仿真中设置A相初相位为0，B、C两相一次相差120。（3）逆变器输出电压电流波形图4.4逆变器输出电压电流波形由图4.4可知,电压电流同频同相,实现了单位功率因数并网。（4）并网电流仿真波形（a）逆变器侧的滤波电感上的电流波形（b）逆变器侧的滤波电感上的电流波形图4.5 基于LCL型滤波器的逆变器并网电流波形并网电流仿真波形如图4.5所示，上半部分为逆变器侧的滤波电感上的电流，下半部分则为网侧电感上的电流。从这并网电

17、流仿真波形中我们可以看到，逆变器侧电感电流纹波比网测电感电流纹波粗，这是由于网测电感电流是经过了和两个电感的滤波而得到的，逆变器侧电感电流只经过了一个电感的滤波，这样网测电感电流中的谐波含量就比逆变器侧电感电流的谐波含量低，的波形自然就比的波形细。同时也验证了LCL型滤波器的滤波效果比单一电感的滤波效果好这一观点。（5）输出电流波形图4.6基于有源阻尼控制策略的仿真电流通过以上波形，可以看出基于LCL滤波器的光伏三相并网逆变器双环控制策略所得到的电流波形平滑，谐波成分更少，滤波效果更好。同时对仿真波形进行了傅里叶分析，分析如下图图4.7 基于有源阻尼控制的仿真电流傅里叶分析通过以上仿真波形可以

18、看出，网侧电流的相位与电网电压非常接近，系统实现了高功率因数并网运行，并且网侧电流THD仅为0.10%，很好地抑制了入网电流的谐波含量，获得了预期的电流输出效果，证明控制策略以及滤波器参数计算均正确可行。五、 实验结论本文采用了LCL滤波器取代传统的单电感滤波，分析了逆变器的工作原理，以及基于LCL滤波器的三相并网逆变器数学模型。由于引入了LCL滤波器，采用了一种电容电流和网侧电流双闭环的电流控制策略，通过平台下建立相应的仿真模型，进行研究可得到如下结论：1.三相静止对称坐标系中的逆变器一般数学模型交流侧均为时变交流量，因而不利于控制系统的设计，通过坐标变换将三相对称静止坐标系转换成以电网基波频率同步旋转的 坐标系，这样，经坐标旋转变换后，三相对称静止坐标系中基波正弦变量将转化成同步旋转坐标系中的直流变量，从而简化了控制系统设计。2.由于引入了LCL滤波器，并网系统采用传统的网侧电流控制方法系统不稳定，加入阻尼电阻后系统能变得稳定，输出电流含有较