开关电源的环路设计和仿真设计

1、. . . . 1 基本理论开关电源的输出电压Vo是由一个控制电压Vc来控制的，即由Vc与锯齿波信号比较，产生PWM波形。根据锯齿波产生的方式不同，开关电源的控制方式可分为电压型控制和电流型控制。电压型的锯齿波是由芯片部产生的，如LM5025，电流型的锯齿波是输出电感的电流转化成电压波形得到的，如UC3843。对于反激电路，变压器原边绕组的电流就是产生锯齿波的依据。输出电压Vo与控制电压Vc的比值称为未补偿的开环传递函数Tu，Tu=Vo/Vc。一般按频率的变化来反映Tu的变化，即Bode图。电压型控制的电源其Tu是双极点，以非隔离的BUCK为例，形式为： 电流型控制的电源其Tu是单极

2、点，以非隔离的BUCK为例，形式为： 各种电路的未补偿的开环传递函数Tu可以从资料中找到。本讲座的目的是提供一种直观的环路设计手段。2 计算机仿真开关电源未补偿的开环传递函数Tu2.1 开关平均模型开关电源的各个量经平均处理后，去掉高频开关分量，得到低频(包括直流)的分量。开关电源的建模、静态工作点、反馈设计、动态分析等都是基于平均模型基础之上的。若要得到实际的工作波形，应按实际电路进行时域仿真(Time Transient Analysis)。将开关电路中的开关器件经平均化处理后，就得到开关平均模型，用开关平均模型可以搭建各种电路。以下是几个开关电源的平均模型仿真例子，从电路波形中

3、看不到开关量，只是平均量，比如电感中流过的电流是实际电感中的电流平均值，电容两端的电压是实际电容两端电压的平均值等等。 2.1.1 CCM BUCK(连续模式BUCK)先直流扫描Vc，得到所需的输出电压，即得到了电路的静态工作点。然后交流扫描，得到Tu的Bode图。Tu为双极点。此处Vc等同于占空比d。 2.1.2 DCM BUCK(断续模式BUCK)按以上方法得到Tu，在DCM下，Tu变成单极点函数。模型CCM-DCM即可用于连续模式，也可用于断续模式。此处Vc仍等同于占空比d。2.1.3 CCM BOOST(连续模式BOOST)可以用模型搭建各种电路，如连续模式BOOST。此处采用CCM-

4、DCM模型可能仿真不收敛，为使仿真更好地收敛，建议什么电路模式采用对应模型。此处Vc也等同于占空比d。2.1.4 Flybackn是变压器变比，原边比副边;L是变压器原边电感量。此处V6等同于d。2.2 受反馈电压控制的仿真实际电路中，占空比d的产生主要有两种方法：电压控制和电流控制。仿真时，电压控制中d的产生方式如下：Vc是反馈回路的输出电压，GAIN的放大倍数等于锯齿波幅值的倒数，若锯齿波幅值为Vm，则GAIN=1/Vm。电流型控制中d的产生方式如下：同上，Vc是反馈回路的输出电压;IL是用于产生锯齿波的电流信号，例如在BUCK电路中是输出电感电流，在Flyback中是变压器原边电流;V1

5、是使电流上升的电压，V2是使电流下降时的电压;占空比d与d2是输出变量。至此，我们可以得到控制电压Vc到输出电压Vo的传递函数Tu。下面是几个仿真Tu的例子。2.2.1 电压型控制的CCM BUCK上述几个例子中加入GAIN就变成电压型控制的仿真电路了。2.2.2 电流型控制的CCM BUCK电流互感器将输出电感的电流信号变成电压信号IL，产生锯齿波，模型CPM将控制电压Vc与锯齿波比较产生占空比d的PWM波。MOS开通时，L1中的电流上升，使其电流上升的电压V1是Vg-Vo;Mos关断时，Vo加在L1上，使其电流下降的低电压V2=Vo。参数Rs是检流电阻，mva是斜坡补偿的斜率，单位是V/S

6、，L是输出电感，fs是开关频率。2.2.3 带变压器隔离的电流型BUCK电路由于电路带变压器，所以平均开关模型也要用带变压器的模型CCM-T(带变压器的电流连续模式的模型)。参数Rs是原边检流电阻，n是变压器变比(原边:副边)，mva是斜坡补偿的斜率，单位是V/S。2.3 仿真实例实际电路中，选用不同的控制芯片，控制电压Vc的产生方式是不同的。以下是几个我们在工作中经常用到的几种控制芯片的仿真实例。2.3.1 带变压器隔离的电流型CCM(UC3843)UC3843-1UC3843自带的运放归为反馈回路，运放输出的电压作为控制电压Vc。V9芯片部的两个二极管压降，GAIN的放大倍数等于芯片的电阻

7、分压。此电路采用电流互感器采样原边电流，对于如下的采样电路，Rs=R/n，n是电流互感器的匝比(n:1)。UC3843的斜率补偿，对于下图电路，补偿斜率  (V/s)2.3.2 带隔离和电压前馈的电压型CCM(LM5025)LM5025-1V6对应于芯片部反馈信号的1V压降，R、C为产生锯齿波的参数。2.3.3准谐振反激电路 (UCC28600)UCC28600有时候用DC扫描来找静态工作点时，往往不收敛，此时可以预先算出Vc值，然后用偏置点扫描(bias point)来得到静态工作点。为改善收敛性，可以在关键点加NOTESET或IC，两者的区别是：NOTESET只是给定某点地初始电

8、压，在偏置点扫描后，该点电压可能会变化;IC是将某点电压固定住，偏置点扫描后保持不变。上图中Rs是原边检流电阻，eff是电源效率，Ctot是MOS管的DS端电容。按准谐振反激电路的特点，占空比d、原边电流峰值Ip、开关频率fs都由模型算出，不用给定。3 补偿网络设计3.1 基本理论常用的开关电压电源未补偿的开环传递函数Tu可分为单极点和双极点两种，对于单极点一般采用PI(比例积分)补偿，双极点一般采用PID(比例积分微分)补偿。也可以大致理解为电流型控制的采用PI补偿，电压型控制的采用PID补偿。 PI补偿可以用如下电路实现：WL=1/(R2C2) Wp=1/(R2C1) Gc=R2/R1 (

9、C2>>C1)Gc是比例因子;零点WL引入积分，当频率小于WL，增益增加，直流增益提高，意味着稳压精度提高;极点Wp使高频的干扰信号迅速衰减。需要注意的是上面的等式是在C2>>C1的假设下得到的，实际选择反馈参数时要注意满足这个条件。PID补偿可以采用如下方式：若R1>>R3，C2>>C1，有：     为在fc点获得的超前补偿，有：   fL使低频增益加大，提高稳压精度;fz引入相位超前补偿，增加相位裕度;fp1、fp2使高频干扰衰减。注意满足：R1>>

10、R3，C2>>C1。3.2补偿网络设计实例画出Tu的Bode图之后，就可以设计补偿网络了。下面对几个实际电路进行分析。3.2.1 非隔离的电压型BUCK(TPS40007)输入5.5V，输出3.3V/5A，开关频率fs=300kHz。按照TPS40007的部结构，锯齿波的幅值是Vm=0.9V，所以控制电压Vc到占空比D的传递函数Gain=1/Vm。补偿网络的设计步骤如下：/psimu/ZXTJ/TJ6700/small signal 3V 第一步：去掉补偿网络，对控制电压Vc(即补偿网络的输出)进行直流扫描，找到使Vo=3.3V时的Vc值，将Vc的直流分量设为次值，即设置了电路的静

11、态工作点。第二步：对Vc进行交流扫描，得到未补偿的Vc到Vo的传递函数Tu。Tu的直流增益为15.7dB，交越频率为10.5kHz。第三步：设计补偿网络参数。由于是电压型控制，所以采用PID补偿。设补偿后的交越频率fc=20kHz，在fc处得到60°的相位补偿;而Tu在fc处的增益是dbGc=-12.38;设置极点fp2=180kHz以抑制高频干扰;R1=36K。按上述参数得到补偿网络的反馈参数：R2=40K(取39k), C2=7.4nF(取4.7nF),C1=53pF(取47pF),R3=1k, C3=820pF(取1nF)。仿真结果：fc=24.7kHz, 相位裕度m=43&#

12、176;。下面是实测的环路BODE 图。实测的交越频率与相位裕度都比仿真的大些，这是由于频率高了以后，电路的分布参数影响的结果。3.2.2 隔离的电流型BUCK(TDA16888)输入400Vdc，输出54V/5A，开关频率fs=100kHz。/psimu/zx500W/main/small signal1为便于补偿网络的设计，将光藕部分也归入未补偿的传递函数Tu，即：只将补偿网络分开。那么Tu是光藕的输入Vc(补偿网络运放的输出)到输出Vo的传递函数。补偿斜率mva的计算：芯片15脚的外接电容100pF，通过部的10K电阻充电，时间常数只有1us，电源的开关频率是100kHz，在电流信号与V

13、c比较的瞬间，外接电容已经基本充满了电，对斜率补偿没有多大影响，实际上此处电容的作用只是消除电流检测波形前端的尖峰。对环路特性有影响的斜率是指锯齿波与Vc比较时的斜率。TDA16888芯片部是将电流检测信号放大了5倍，即加在电流锯齿波信号上的补偿斜率是电流信号本身斜率的4倍。根据实际电路结构，可以算出在变压器原边检流电阻上的电流信号(实际是电压信号)的斜率：输入电压Vi=400V，变压器变比n=2.875，输出电感Lo=200uH，输出电压Vo=54V，输出电感电流的上升斜率mi=(Vi/n-Vo)/Lo=0.425A/us，折合到原边，电流上升斜率mip=mi/n=0.148A/us，在检流

14、电阻上的电压上升率mv=mip*Rs(0.22)=0.0325V/us=32.5K V/s，也可以通过仿真直接得到电流斜率。由此得到补偿斜率mva=4*mv=130K V/s。V9是芯片部的压降。第一步：先得到Vc到Vo的传递函数Tu。方法是对Vc进行DC扫描，得到使输出电压为Vo时的Vc值，从而确定了电路的工作点(Bias point)。设定Vc的直流分量为工作点的值，然后进行AC扫描，得到Tu：DC增益32.84dB、转折频率fo=23.6Hz。第二步：确定补偿网络的形式。因为是电流型控制，可以采用PI补偿。补偿前Tu的直流增益dbTuo=32.84dB，Tu的转折频率fo=23.57Hz

15、，Tu的交越频率fc=1kHz。为提高系统的动态响应，将补偿后的fc提高到2kHz(由于光藕的带宽只有10kHz左右，所以在有光藕隔离的场合，很难将交越频率提得很高);为提高稳压精度，加入零点fL=fc/10;为抑制高频干扰，加入极点fp=10*fc;在确定R1=33k后，可以算出反馈网络的参数：R2=64k C2=12nF C1=120pF第三步：将补偿网络加入环路中，此时得到的电路就和实际的一样了。进行偏置点扫描(biaos point swip)，得到电路各点的电压，与实际的测试结果比较，保证电路的参数设计合适，比如可以看看光藕的If是否合适。将环路中各器件设计到合适的工作点是保证电路在

16、各种环境下稳定工作与长的工作寿命的前提。注意：补偿网络的参数不会影响电路的静态工作点。确定环路的静态工作点后，加入Lf、Cf与Vsti进行AC扫描，得到整个系统补偿后的开环传递函数T。在上述仿真电路中，电感Lf很大，对直流信号相当于短路，所以不会影响整个环路的静态工作点，Lf对交流信号来说相当于开路，所以仿真出的T是开环传递函数;Cf也很大，对激励源Vsti来说相当于短路，从而引入激励信号，Cf对直流信号相当于开路，Vsti的任何直流分量不会影响环路的静态工作点。从仿真结果可以看出，交越频率fc处的相位裕度m=66°，且频率低于fc的最低相位裕度也有36°，所以系统是稳定的

17、。下面是实测的开环Bode图。3.2.3 带前馈的电压型隔离BUCK(LM5025)输入48V，输出3.3V/40A，LM5025控制器，开关频率fs=280kHz，下图是实际电路参数，可以看出测试结果与仿真结果很相似，表示所建的仿真模型准确度是可以信赖的!LM5025-2下面对此电路按上面的方法重新设计补偿网络。首先，将补偿网络移出，画出从光藕输入到Vo的未补偿传递函数Tu。C8、C9、C6、R12不要，R6与Vr1是芯片部参数，需保留。从仿真结果可以看出，Tu的直流增益很小，只有-0.44dB。原因是光藕的电阻R5接到了输出Vo，从而降低了Vo对Vc的增益。若将R5接到一个固定电平VCC上

18、，则整个增益增加了，Tu的直流增益增加到25.6dB!以此为基础进行补偿网络设计。由于是电压型控制，所以采用PID补偿。由于本电源的开关频率很高，达fs=280kHz，若没有光藕隔离限制，补偿后的交越频率可取fc=0.2*fs=56kHz，但由于光藕的带宽只有10kHz左右，且光藕引入的相位滞后在5kHz 以后急剧增加，所以为了得到尽可能大的带宽，首先应对光藕进行适当补偿以拓展其带宽。此处在光藕的输出加入RC零点。设补偿后的交越频率为fc=20kHz，Tu在fc处的增益dbGc=-8.67dB，希望在fc处得到60°的相位补偿，设置极点fp2=180kHz以抑制高频干扰，R1=100k/56k=35.9