高性能ADC和射频器件实现欠采样接收机系统的设计

【Word版本下载可任意编辑】高性能ADC和射频器件实现欠采样接收机系统的设计１、欠采样接收机的系统构造

蜂窝基站（ＢＴＳ：基站收发器）通常由多个不同的硬件模块组成，其中之一就是完成ＲＦ接收（Ｒｘ）及发送（Ｔｘ）功能的收发器（ＴＲｘ）模块。在老式模拟ＡＭＰＳ及ＴＡＣＳＢＴＳ中，一个收发器只能处理一路全双工Ｒｘ和ＴｘＲＦ载波，因而要用很多个收发器才能提供足够的载波。如今在范围内，模拟技术已被ＣＤＭＡ和ＷＣＤＭＡ所取代，欧洲也已在１０年前采用了ＧＳＭ。在ＣＤＭＡ中，多个主叫用户可使用同一个ＲＦ频率，这样，一个收发器就要同时处理多个主叫用户的信号。目前已有多种ＣＤＭＡ和ＧＳＭ的设计方案，ＢＴＳ制造商也一直致力于探索可降低成本和功耗的方法，对单载波解决方案开展优化或开发多载波接收机就是行之有效的方案。图１是ＢＴＳ设备常用的欠采样接收机的构造框图。

图１中，Ｍａｘｉｍ公司的２ＧＨｚＭＡＸ９９９３和９００ＭＨｚＭＡＸ９９８２混频器可为许多设计提供所需的增益和线性度，而且具有极低的耦合噪声，这样就不再需要那些损耗较高的无源混频器。而ＭＡＸ２０２７和ＭＡＸ２０５５则分别工作在接收机的、二中频级，此两款器件在其整个增益调节范围内？ＯＩＰ３均可到达＋４０ｄＢｍ。图１中的数据转换器采用的是ＭＡＸ１４１８（１５位、６５Ｍｓｐｓ）和ＭＡＸ１２１１（１２位、６５Ｍｓｐｓ）。实际上，Ｍａｘｉｍ公司其它采样速率的数据转换器器件也可满足大多数设计要求。若将图１中的第二下变频器省去（虚线中所示），那么，图１所示电路就变成了单路下变频器构造。

２、高性能器件推荐

２.１低噪声ＡＤＣ器件ＭＡＸ１４１８

图１所示的欠采样接收机构造对ＡＤＣ的噪声和失真有着严格的要求。在接收机中，电平较低的有用信号单独被数字化或同时伴随有无用的、需要倍加关注的大幅度信号，因此要想使接收机正常工作，ＡＤＣ的有效噪声系数要按这两种信号的极端情况（即有用信号、无用信号到达值）来计算。对于较小的模拟输入信号，ＡＤＣ的噪声基底中占支配地位的热噪声和量化噪声决定着ＡＤＣ的噪声系数（ＮＦ）。

ＭＡＸ１４１８系列产品对ｆＩＮＰＵＴ＜ｆＣＬＯＣＫ／２时的基带应用特别适用。当转换器工作在这个频段时，这些基带特性的器件将具有的动态范围，其中包括针对６５Ｍｓｐｓ时钟速率的ＭＡＸ１４１９及针对８０Ｍｓｐｓ时钟速率的ＭＡＸ１４２７，它们的基带ＳＦＤＲ（无杂散动态范围）均可到达９４.５ｄＢｃ。

实际上，ＭＡＸ１４１８也可与１４位接口器件一起工作，此时的ＳＮＲ会有轻微损失，而ＳＦＤＲ则不受影响。

当ＡＤＣ的前端增益为３６ｄＢ时，天线端的超过－３０ｄＢｍ的单音阻塞电平将超出ＡＤＣ的输入量程。依照ＣＤＭＡ２０００蜂窝基站标准规定，天线端允许的阻塞电平为－３０ｄＢｍ，此时的前端增益就需要降低６ｄＢ，这样，在标准规范允许的余量范围内？允许加到ＡＤＣ上的阻塞信号可能更大。假设留有２ｄＢ的余量，前端增益减小６ｄＢ会使天线端的阻塞电平变为－２６ｄＢｍ，并使ＡＤＣ的允许输入信号变为＋４ｄＢｍ。也就是说，当出现单音阻塞时，蜂窝标准允许的总干扰（噪声＋失真）相对于参考灵敏度来说将恶化３ｄＢ，而这３ｄＢ在噪声和失真之间如何分配就是设计人员要考虑的问题了。

２.２采用下变频构造的ＭＡＸ１２１１转换器

如果在较高的ＩＦ段能够获得足够的ＳＮＲ和ＳＦＤＲ指标，那么，欠采样电路便可用于下变频构造。Ｍａｘｉｍ公司的ＭＡＸ１２１１型、１２位、６５Ｍｓｐｓ转换器就是采用这一构造设计的，它的引脚与即将推出的８０Ｍｓｐｓ及９５Ｍｓｐｓ转换器兼容，此系列器件可对频率高达４００ＭＨｚ的输入中频信号开展直接采样，此外，它还具有其它先进的性能，如时钟输入可以是差分信号也可以是单端信号，时钟占空比可在２０％到８０％之间调整等。另外，ＭＡＸ１２１１还设计有数据有效指示器（以简化时钟及数据时序），并采用小型４０引脚ＱＦＮ（６ｘ６ｘ０.８ｍｍ）封装，二进制补码和格雷码数字输出格式。

较之两次变频构造，变换器具有明显的优势。由于省去了第二级下变频混频器、第二级中频增益电路及第二级ＬＯ合成器，故元件数量及电路板空间可减少约１０％，同时成本也将有较大降低。

２.３ＩＦ放大器ＭＡＸ２０２７和ＭＡＸ２０５５

ＭＡＸＩＭ公司也提供每级增量为１ｄＢ的数控增益、高性能ＩＦ放大器。其中ＭＡＸ２０２７数控增益放大器？ＤＶＧＡ？采用单端输入／单端输出方式，可工作在５０ＭＨｚ至４００ＭＨｚ频率范围内，其增益时的噪声系数只有５ｄＢ。而ＭＡＸ２０５５则是单端输入／差分输出的ＤＶＧＡ，可在３０ＭＨｚ至３００ＭＨｚ频率范围内驱动高性能ＡＤＣ。在ＭＡＸ２０５５的差分输出和ＡＤＣ的差分输入之间可用一个升压变压器来提供差分驱动，这样有利于输出信号之间的平衡。这两个ＤＶＧＡ通常工作在５Ｖ偏置，并在整个增益设置范围内可以到达＋４０ｄＢｍ的ＯＩＰ３。

２.４高线性混频器ＭＡＸ９９９３和ＭＡＸ９９８２

在接收电路中，混频器往往承受的是性能要求比较严格的较大输入信号。理想状态下，其输出信号幅值和相位与输入信号的幅值和相位成正比，而且这种比例与ＬＯ信号无关。因此，混频器的幅度响应与ＲＦ输入呈线性关系，且与ＬＯ输入信号无关。

然而，混频器的非线性也会产生一些不希望的混频信号，称之为杂散响应，这些杂散信号是由到达混频器ＲＦ端口的杂波信号在ＩＦ频段产生的响应。无用的杂散信号将干扰有用的ＲＦ信号的工作，混频器的ＩＦ频率可由下式给出：

ｆＩＦ＝±ｍｆＲＦ±ｎｆＬＯ

这里，ｆＩＦ、ｆＲＦ和ｆＬＯ分别是各自端口的信号频率，ｍ和ｎ是将ｆＲＦ和ｆＬＯ信号混频后的谐波阶数。

ＭＡＸＩＭ公司的集成（或有源）平衡混频器ＭＡＸ９９９３和ＭＡＸ９９８２由于其性能优于无源混频方案而备受关注。当ｍ或ｎ为偶数时？平衡式混频器能够抑制一定的杂散响应。理想的双平衡混频器可以抑制ｍ或ｎ（或两者）为偶数的所有响应。在双平衡混频器中，ＩＦ、ＲＦ和ＬＯ端口之间都是相互隔离的。设计合理的非平衡变压器可使混频器在ＩＦ、ＲＦ和ＬＯ频带产生交迭。ＭＡＸ９９９３和ＭＡＸ９９８２的特点包括：低噪声系数，内含ＬＯ缓冲器，低ＬＯ驱动，允许两路ＬＯ输入的ＬＯ开关，极好的ＬＯ噪声特性等。此外，在ＲＦ和ＬＯ端口还有ＲＦ非平衡变压器。

由于ＭＡＸＩＭ的这些混频器内都嵌有ＬＯ噪声性能极好的ＬＯ缓冲器，因而降低了对ＬＯ电源的要求。通常ＬＯ噪声与电平较高的输入阻塞信号相混合会降低接收灵敏度，而ＭＡＸ９９９３和ＭＡＸ９９８２由于内含低噪声ＬＯ缓冲器，因此可在出现阻塞时减轻对接收灵敏度的影响。例如，假设ＶＣＯ输入信号的边带噪声是－１４５ｄＢｃ／Ｈｚ，而ＭＡＸ９９９３的ＬＯ噪声特性典型值是－１６４ｄＢｃ／Ｈｚ，这样，复合边带噪声就只下降０.０５ｄＢｃ／Ｈｚ到－１４４.９５ｄＢｃ／Ｈｚ。采用这种方法，用户只需为混频器提供一个电平较低的ＬＯ信号，便能确保接收机的混频特性不会因为ＭＡＸ９９９３内置ＬＯ缓冲器的性能而降低。

此外，还有一种棘手的２阶杂散响应，也称为半中频（１／２ＩＦ）杂散响应。对于低端注入，其混频器阶数为：ｍ＝２、ｎ＝－２；而对于高端注入，则其混频器阶数为：ｍ＝－２、ｎ＝２。低端注入时，引起半中频寄生响应的输入频率比希望的ＲＦ频率低ｆＩＦ／２，图２所示是有用ｆＲＦ？ｆＬＯ？ｆＩＦ与无用ｆＨａｌｆ－ＩＦ频率的具体位置。实际上，所希望的ＲＦ频率为１９０９ＭＨｚ与１７４０ＭＨｚ的ＬＯ频率的混频，而得到的ＩＦ频率为１６９ＭＨｚ。虽然，ＣＤＭＡ的ＲＦ和ＩＦ载波频宽为１.２４ＭＨｚ，但在这里表示成一个频率为中心载频的单频信号。在这个例子中，１８２４.５ＭＨｚ频率的无用信号造成了１６９ＭＨｚ的半中频杂散成份。由于：

２ｆＨａｌｆ－ＩＦ－２ｆＬＯ＝ｆＩＦ

故可得：２×１８２４.５ＭＨｚ－２×１７４０ＭＨｚ＝１６９ＭＨｚ

一般情况下，抑制总量（也称为２×２杂散响应）可根据混频器的第二截点ＩＩＰ２来预测，图３给出了ＭＡＸ１９９３的２×２ＩＭＲ或杂散值。图中的信号电平是用输入ＩＰ２（ＩＩＰ２）性能计算的混频器输入电平。具体的计算公式如下：

ＩＩＰ２＝２×ＩＭＲ＋ＰＳＰＵＲ＝ＩＭＲ＋ＰＲＦ

＝２×７０ｄＢｃ＋？－７５ｄＢｍ？＝７０ｄＢｃ＋？－５ｄＢｍ？

＝＋６５ｄＢｍ

由于ＭＡＸＩＭ公司的ＭＡＸ９９８２９００ＭＨｚ有源滤波器提供的典型杂散响应２ＲＦ－２ＬＯ为６５ｄＢｃ，因此，其ＩＩＰ２的计算方法如下：

ＩＩＰ２＝２×ＩＭＲ＋ＰＳＰＵＲ＝ＩＭＲ＋ＰＲＦ

＝２×６５ｄＢｃ＋？－７０ｄＢｍ？＝６５ｄＢｃ＋？－５ｄＢｍ？

＝＋６０ｄＢｍ

３、结束语

在接收器增益要求不高时，ＭＡＸＩＭ的１５位ＡＤＣ芯片ＭＡＸ１４１８具有的噪声性能，因而可以用的ＡＧＣ承受较大的阻塞