反激开关电源在不连续模式稳态时各关键点的电压和电流的开关波形

第第页反激开关电源在不连续模式稳态时各关键点的电压和电流的开关波形

结合着原理图，我试着解释一下反激（开关电源）在不连续模式（DC）M稳态时各关键点的电压和（电流）的开关波形，不涉及具体元件参数数值。

反激开关电源的基本（工作原理）

在MOS管Q1导通时，变压器L1初级绕组充电。在MOS管关断时，初级绕组存储的能量向次级绕组传递。

反激开关（电源）主要包括电源输入电路、MOS（驱动电路）、RCD吸收电路、电源输出电路、电压反馈（控制电路）。其他诸如（电流采样）（保护电路）、电源启动电路、斜率补偿电路等可能在开关电源中应用的电路，在此文中不作展开讨论。

MOS管驱动电路波形

左图为MOS管驱动电路相关波形的示意图（电流不连续模式DCM），其中Uin对应上图的V1，Ugs对应上图A点电压波形。右图是某反激开关电源实测波形，仅体现了初级绕组电流及MOS管DS压降。

左图的Uds波形有两处振荡波形，分别由初级绕组漏感Llk与MOS管寄生（电容）Coss谐振产生，由初级绕组电感Lm与MOS管寄生电容Coss谐振产生。由于初级绕组漏感Llk相比初级绕组电感Lm要小得多，比如说前者是后者的1%~5%，所以第一处谐振波形的频率比第二处要高得多。第一处电压谐振波形逐渐恢复至稳定状态，此时Uds电压幅值为次级反射电压。第二处开始谐振时，MOS管处于断态，输出（二极管）处于断态，次级绕组电流为零。

在此电路中，电感和电容串联谐振的基本模型如下。在谐振频率下，电感和电容的阻抗相互抵消，整个回路中只有线路寄生电

阻，电感向电容充电，之后电容向电感充电，能量在二者之间往复循环，能量难以消耗，就形成了谐振电压波形。

RCD吸收电路波形

当MOS关断时，RCD吸收电路的作用是吸收MOS管DS两端的电压尖峰，防止MOS管D极被Uds电压尖峰击穿损坏或影响MOS管的使用寿命。

Uc表示钳位电容C2两端电压，其电压不应超过设计的Uclamp钳位电压设计值（已经忽略了二极管正向导通压降），使得Uclamp+Uin＜80%×MOS管DS耐压。注意下右图的V轴幅值不是以0V为起始点的，是以Uin为起始点的。

某开关电源Uds电压波形（红色）及Uclamp电压波形（蓝色）如下：

当该电压上升时，对应着MOS管关断的初始时刻，在此刻Uds电压尖峰通过二极管D3向电容C2进行充电，见下图电流路径①。当Uds电压尖峰小于电容电压时，二极管D3截止，电容C2向（电阻）进行放电，见电流路径②。

电源输出电路波形

当电源处于稳态时，在ton时刻，MOS管导通，初级绕组的电感电流线性增加，电容Co向负载RL（供电），见下图电容放电电流（Ic）1路径。因为反激开关电源所用变压器的初级绕组和侧边绕组的同相端是相反的。在ton时刻，初级绕组为抑制电流增大，初级绕组感应电压上正下负，侧边绕组Lp的感应电压上负下正，二极管D1处于截止状态。

在toff时刻，MOS关断，初级绕组存储的能量向次级绕组传送，初级绕组为维持原电流方向，初级绕组感应电压上负下正，次级绕组的感应电压上正下负，二极管D1处于导通状态，次级绕组经二极管D1向电容Co和负载RL供电。

右下图是某开关电源输出电压纹波电压实测结果。所以在ton时刻，电容Co两端电压波形时间对应Ic1电流放电时间。在toff时刻，电容Co两端电压波形时间对应Ic2电流充电时间。

电压反馈控制电路波形

在这部分电路，通常使用开环系统传递函数的伯德图，结合伯德图的稳定性判据去讨论和判断开关电源的稳定性。

足够的幅值裕度和相位裕度是必要的，否则开关电源系统的动态响应特性比较差，或者输出电压出现振荡。

在下图是开关电源电压控制频率补偿回路传递函数伯德图，相位裕度大于90°，低频增益为40dB，中