二极管钳位型三电平逆变器空间矢量脉宽调制方法

二极管钳位型三电平逆变器空间矢量脉宽调制方法

1基于虚拟矢量的svpwm方法与两种基于平均速度的电阻滤波相比，多平均速度滤波具有输出电压接近正激励波，能降低设备的抗压能力，输出电压和电流波形含量小等优点。广泛研究和应用于大型休息无源负载箱、宽通道平和电源和高压调速器。其中二极管钳位式(NeutralPointClamped,NPC)多电平逆变器由于结构简单,无需复杂变压器而更具有应用前景。空间矢量脉宽调制(SVPWM)方法具有物理概念清晰、比SPWM高15%的电压利用率、易于数字实现等优点,得到了广泛的应用[5,6,7,8,9,10,11,12,13,14]。但传统的三电平SVPWM算法在进行参考矢量扇区判断和计算基本矢量作用时间时,涉及较多的三角函数运算和表格查询,计算量较大,给控制器带来很大负担。文献将三电平逆变器空间矢量图完全转换为6个两电平逆变器电压矢量图,这样参考矢量在两电平空间矢量中各个扇区内作用时间的分析方法可以方便地推广到三电平空间矢量中,简化了计算,但算法仍建立在复杂的几何关系上,所以仍显复杂。文献提出了一种60°坐标系下三电平逆变器空间矢量脉宽调制方法,省去了传统SVPWM中大量三角函数运算,简化了计算,但逆变器输出开关状态的选择较为复杂,且中点电位存在低频振荡。文献详细分析三电平逆变器出现中点电位低频振荡的原因,推导了中点电位低频振荡的数学表达式,但并没有给出较好的解决方案。本文提出了一种gh坐标系下基于虚拟矢量的SVPWM方法,该方法能省去传统SVPWM方法所需大量三角函数的运算,简化了计算。为了便于逆变器输出开关状态的选择,将整个空间矢量平面转换到第一扇区,优化输出电压矢量作用的顺序,降低了器件的开关频率和损耗。该方法能消除直流侧电容中点电位的低频振荡,易于数字实现,且适用于任意非线性负载情况。最后对本文提出的SVPWM方法进行了仿真和实验验证。2u3000相桥臂检三相三电平逆变器主电路如图1所示。定义开关变量Sa、Sb和Sc代表各相桥臂的输出状态。表1为a相桥臂开关变量Sa对应各功率开关器件的开关状态表,b,c相与a相类似。经过分析不难发现,每相桥臂有3个输出电压值,因此三相三电平逆变器共有27种电压状态组合,对应27种不同的逆变器开关状态。通常,将幅值为2UD/3的矢量定义为大矢量,如PNN,PPN;幅值为3UD/3的矢量定义为中矢量,如PON;幅值为UD/3的矢量定义为小矢量,如POO,ONN;幅值为0的矢量定义为零矢量,如PPP,OOO,NNN。图2给出了各开关状态组合与空间电压矢量的对应关系。3基于虚拟矢量的空间矢量脉宽调制传统的三电平空间矢量脉宽调制方法,将整个平面划分为六个大扇区,然后将每个大扇区又划分为四个或六个小区间,通过调整正负冗余小矢量作用时间来控制中点电位平衡,但中点电位存在低频振荡,并且随着调制深度的增加,中点电位波动较大。中点电位波动的根本原因在于流入或流出直流侧电容中点的电流io不为0,造成直流侧两电容的充电和放电,引起中点电位发生偏移。本文提出一种基于虚拟矢量的空间矢量脉宽调制方法,消除了直流侧电容中点电位的低频振荡,中点电压基本保持不变,适用于任意非线性负载情况。基本原理如下:对于三相无中线系统,任一时刻三相负载电流满足ia+ib+ic=0,以参考电压矢量位于第一扇区为例(如图2区间Ⅰ),矢量ONN,PON和PPO作用时,流入中点电位的电流分别为ia,ib和ic,如果在一个采样周期内将中矢量PON的作用时间平均分配给矢量ONN,PON和PPO,则流入直流侧两电容中点的电流io=0,基于该虚拟矢量的空间矢量图(以第一扇区为例,其他扇区类似)如图3所示,该虚拟矢量长度为中矢量长度的2/3,方向与中矢量方向保持一致。3.1电平空间令域转换文献将整个三电平空间矢量图看成一个整体,简化了输出电压矢量作用时间的计算,但输出电压作用顺序需要经过查表实现。本文通过简单的坐标变换,将三电平空间矢量图中其他扇区转换到第一扇区,在简化输出矢量作用时间计算的同时,便于进行输出电压矢量作用顺序的确定。表2为其他扇区转换到第一扇区的表达式。其中,Vrefg,Vrefh为输出电压矢量在gh坐标上的投影值。Vg,Vh为参考电压矢量转换到第一扇区I后在gh坐标上的投影值。3.2输出电压矢量的合成如图3b所示,将扇区I分为5个区间,在gh坐标下,根据伏秒平衡原理,即式(1)所示,可得参考电压矢量位于5个区间时输出电压矢量作用的时间。式中,Vg,Vh为参考电压矢量在gh坐标上的投影值;(Vg1,Vh1)、(Vg2,Vh2)和(Vg3,Vh3)是合成此参考电压矢量的3个输出电压矢量。以下是参考矢量位于区间1~区间5时,输出电压矢量作用的时间表达式。区间1:区间2:区间3:区间4:区间5:式中,Ts表示采样周期;Vg,Vh表示参考电压矢量转换到第一扇区后在gh坐标上的投影值。从式(2)~式(6)可以看出,采用本文所提的SVPWM方法仅需进行简单的计算便可得出每个区间内各输出电压矢量的作用时间,克服了传统三电平SVPWM算法所需要进行大量三角函数计算的缺点。3.3冗余开关状态的选择三电平变换器大多应用在中高压大功率的场合,因此降低器件开关频率从而减少器件开关损耗,对减小散热装置的体积和保障系统的稳定运行,具有重要的现实意义。在三电平变换器中,由于开关状态的增加,使得一个电压矢量对应于两个或三个冗余开关状态,因此可以优化选择冗余开关状态来减小开关器件的频率。减小开关频率的基本原则是每次开关状态的变化只引起一相电压的变化并且只有两个互补开关管的触发信号发生变化,使得电压变化比较平滑,同时还要避免矢量在不同扇区和区域切换中发生突变。依照这一原则,本文提出了基于该虚拟矢量的最优输出电压矢量作用顺序,以参考电压矢量位于扇区I为例,其输出电压矢量的作用顺序见表3,其他扇区矢量作用顺序类似。通过分析表1,不难发现三电平逆变器每相桥臂的开关管1和3的开关状态互补,开关管2和4的开关状态互补,因此三电平逆变器的控制可以简化为控制每相上桥臂的两个开关管的开关状态,而下桥臂两个开关管与上桥臂两个开关管开关状态互补。图4是参考电压矢量位于扇区Ⅰ时输出电压矢量的时序图。其中Sax_PWM表示a桥臂开关管Sax的导通或关断信号,x=1,2;b,c桥臂类似。3.4中点电位调整三电平中点钳位式逆变器在运行过程中必须要保证直流侧中点电位的平衡,否则负载中会出现偶次谐波,部分开关器件所承受的电压应力也会增大,不利于逆变器安全运行。本文提出的gh坐标系下基于虚拟空间矢量的三电平NPC逆变器空间矢量脉宽调制方法,由于一个采样周期内流入直流侧电容中点的电流为零,所以直流侧电容电压保持不变。若系统直流侧电容电压初始状态不相等或其他异常情况导致直流侧电容电压不相等时,由于正负冗余小矢量对中点电压的作用相反,因此可以通过调整正负小矢量的作用时间来对电容中点电压进行调整,以参考电压矢量位于第一扇区为例,当参考电压矢量位于其他扇区时,情况类似。引入电压调整系数f1和f2(-1<f1,f2<1)对小矢量的作用时间进行调节,当参考电压矢量位于扇区Ⅰ时,存在两对冗余小矢量,PPO与OON,POO与ONN,其中令正小矢量的作用时间为TPPO=(1+f1)/2TPPO-OON,TPOO=(1+f2)/2TPOO-ONN,负小矢量的作用时间为TOON=(1-f1)/2TPPO-OON,TONN=(1-f2)/2TPOO-ONN,这样在获得中点电位偏差的情况下,根据负载电流的方向,调整正负小矢量的作用时间,即可对电容中点电位进行调整。引入调整系数后,冗余小矢量的作用时间为(以参考电压矢量位于扇区I的区间2为例,其他区间类似)4实验结果与分析为了验证本文提出的三电平NPC逆变器空间矢量脉宽调制算法的正确性和有效性,进行了仿真和实验验证。实验参数为:直流侧电压为60V,直流侧电容C1=C2=390μF,负载为三相对称阻感负载,电阻R=50Ω,电感L=5mH,输出电压频率为50Hz,采样频率为10kHz,采用TI公司的TMS320F2812DSP为核心构成控制电路,MOSFET型号为IRFP450。仿真模型和实验参数一致。图5为调制深度m=0.8,输出频率f=50Hz时,三电平逆变器输出的线电压Uab的波形,仿真和实验结果基本一致。图6为调制深度m=0.467,输出频率f=50Hz时,三电平逆变器输出的线电压Uab的波形,此时参考电压矢量工作在空间矢量图内正六边形内,表现为两电平工作状态,理论分析和实验结果基本一致。图7为逆变器输出相电流ia和ic的仿真和实验波形,可以看出电流波形正弦度较好,周期为20ms,且电流ia和ic相位相差120°。图8为m=0.8时分别采用常规的SVPWM方法和本文提出的基于虚拟矢量的SVPWM方法时直流侧两电容电压的波形。从仿真结果图8a可以看出,系统稳定运行时,直流侧电容电压基本稳定在30V,但存在低频振荡。从实验结果图8b可以看出,采用本文提出的基于虚拟矢量的SVPWM方法,直流侧电容电压波动很小,且消除了中点电位的低频振荡。为了验证本文提出的基于虚拟矢量的SVPWM在初始状态或系统运行过程中出现的直流侧电容电压不相等时对中点电位平衡的控制能力,进行了相关的实验验证。初始时刻电容电压Udc1=60V,Udc2=0V,如图9所示,实验结果表明直流侧两电容能较快地稳定在30V。5基于gh坐标的三电平变压器svpwm方法的实现本文针对传统三电平SV