直流分布式系统阻抗测量技术研究

1近年来，随着受电端对电能质量指标更严苛的需求，电能处理系统正在经历从集中供电(CentralizedPowerSystem,CPS)到分布式供电(DistributedPowerSystem,DPS)的转变11-51。直流分布式供电系统克服了集中式供电系统不易实现冗余供电、出现故障容易导致整个供电系统中断和负载调节特性差等缺点，为实现电能变换单元的标准化和模块化创造了条件，同时也有利于优化设计和制造过程、提高系统性能。因此，直流分布式系统在通信交换机设备的电源系统、高端计算机网络服务器的电源系统，人造卫星及其他航天器的电源系统0、汽车电力电子电源系统、电气化舰船17、新能源发电以及微电网[8I等系统中都有广泛应用。直流母线直流母线滤波器用电设备电网滤波器滤波器器滤波器Motot图1.1直流分布式系统的结构图如图1.1所示，给出了一种采用直流分布式架构的新能源发电系统。这种直流分布式结构可以合理利用分散的功率较小的发电单元，布置在用户附近以就近给远离集中供电系统的本地负载实现高效、可靠供电。与集中式系统相比，直流分布式系统具2(1)散热设计简单，易于实现高功率密度。直流分布式系统通常由多个小功率模块分散组成，热源也随之分散分布，因此热设计变得简单，模块封装可以更为紧凑。此外，由于模块功率小，开关频率可以提高从而减小磁芯器件大小，实现高功率密度。(2)可靠性高。可以实现比需求容量多一模块的冗余备份(N+1备份),保证系统的不间断供电。各子系统相对独立，在维修时，通常可以采用热插拔技术对失效模块进行在线更换。此外，可以将较复杂的功率变换和控制任务分散到多级模块中去，从而提高整个系统的可靠性。(3)易于实现模块化、标准化，设计灵活。分布式系统结构由多个小功率模块组成，故非常适于模块化标准化设计，易于实现电力电子装置设计、生产、系统集成、运行维护和维修服务的标准化，从而大幅度缩短开发周期，降低成本。分布式系统尤其是新能源发电系统存在大量的电力电子变换器互联，这种电力电子互联系统是指由不同种类电力电子变换器和负载按照需求互联而成的复杂系统[45]。互联系统中各模块都是独立设计，设计时仅仅保证自身运行的稳定性和动态性。但是由于模块间存在潜在的交互作用，级联后导致系统性能下降甚至不稳定，因此互联系统的稳定性成为直流分布式系统的一个重要研究方向。1976年，Middlebrook教授在研究输入滤波器和DC/DC变换器之间的相互作用问题时提出了著名的阻抗分析方法19I,后来这种方法被广泛应用于判断直流分布式系统的稳定性，在该方法的基础上很多小信号稳定性分析的阻抗禁区判据相继被提出。从本质上讲，Middlebrook判据和阻抗禁区方法完全一致，即规定前级系统的输出阻抗与后级系统的输入阻抗之间的关系。如图1.2所示为一个典型的两级级联系统，其中各子系统都能稳定地独立运行。在两个子系统级联后，输入输出传递函数Toi为：图1.2两级式级联系统3LoadImpedanceSpecification,ILIS)广义禁区理论较具代表性，如图1.3所示。美国4以Middlebrook为代表的学者提出的阻抗分析法将研究互联系统稳定性的问题转化为研究子系统输入和输出阻抗特性的问题。此后，许多国家的学者对不同模式不同控制方式下不同种类的DC/DC变换器的输入输出阻抗进行推导和研究[14191。为了便于统一规范化分析阻抗，利用DC/DC统一模型统一推导不同变换器阻抗的方法被广泛应用于阻抗分析当中20-231,但这些文献并未对不同控制方式建立统一推导，也无法统一阐明控制环路对阻抗特性的影响。从系统的角度来看，分布式系统中的子系统均可以当作一个“黑盒子”,而输入输出阻抗则表征了子模块的接口外特性，因此，以TampereTech大学的TeuvoSuntio和SouthCarolina大学的EnricoSanti为代表的学者将适合描述系统的外特性的二端口网络模型用于统一分析开关变换器不同控制环路与传统的稳定性分析方法相比，阻抗分析法优点在于无须知道每个子系统的内部详细参数，也不用对整个系统进行建模，只需要对子系统的输入输出特性进行分析，从而方便在实际中应用。实际上，基于电能变换单元模块化趋势，往往也很难获取变换器模块内部信息从而导致无法通过建模来获得阻抗特性，通过测量子模块的端口阻抗来判断系统的稳定性更易于工程实际操作。由此可见，阻抗测量对于分布式系统稳定性分析具有重要意义。1.2阻抗测量技术的研究现状开关变换器的阻抗测量有别于无源元件的测量，由于变换器的非线性，阻抗测量必须基于一个稳态的工作点来测量，因此测量系统往往包含被测电源和负载。为了保证系统正常运行，只能施加所需频率点的小幅度扰动信号，然后测量产生的电压、电流响应从而测量阻抗。因此阻抗测量的关键问题主要集中在：(1)如何将扰动信号放大并耦合到运行的测量模块当中；(2)如何将微弱的电压电流响应提取出来以获得较高的测量精度。早在1976年，IEC国际标准提出了一种用示波器测量阻抗的方法28],但该方法不能测量阻抗相位角，此外用示波器测量幅值准确度很低，受干扰和纹波影响很大。随着频率响应分析仪、网络分析仪等阻抗测量仪器的发展，阻抗测量的精度获得了大5大的提高，这些仪器采用数字信号处理技术将所测频率的微小扰动响应从噪声中提取出来并转换的频域分析从而减小测量误差。Venable公司在1994年提出通过变压器将扰动电压串入回路中，通过频率响应分析仪检测响应来测量阻抗l291。由于变压器串入流过主回路电流，当直流电流较大时易使磁芯饱和。故Riddley和Agilent公司推荐通过隔直电容将变压器并联耦合交流扰动电流的方法30-321。因测量仪器功率有限，扰动信号耦合太弱只适合于100W以下小功率变换器测量。为了增大扰动信号功率，以场效应管或晶体管构成线性放大器来放大交流扰动信号的方法获得了广泛的应用I33-351。由于线性放大电路同样存在静态工作点，当某一频率下阻抗过大可能导致放大电路不工作在放大区从而导致波形失真。此外，由于开关管工作于线性放大区，导致功耗大发热严重，因此该方法适应测量模块的功率亦不会太大，通常不超过1KW。对于大型分布式系统功率级别较大，普通的线性放大电路通常无法提供与之匹配强度的注入信号，因此需要采用工作于开关状态的大功率开关器件构成电力电子装置实现扰动放大，以用于中大功率场合的测量。2000年Nottingham大学B.Palethorpe等提出了一种采用半桥电路构成的有源滤波器向系统注入频谱丰富的脉冲电流的方法来测量交流系统阻抗，并将其应用于整流器交流阻抗测量[36-371。不过该方法测量精度较低，脉冲电流过大影响稳态工作点，并引入瞬态特性。随后，Missouri-Rolla大学的K.A.Corzine等给出了三种用于船舶电力系统交流阻抗测量装置，即三相桥式电路，感应电机和斩波电路。通过往系统注入正弦波或方波电流的方法实现交流系统阻抗测量从而提高测量精度138]。2006年该课题组的J.Huang等对以上交流阻抗测量方法进行改进，提出利用单相H桥或单相斩波电路在两相间注入扰动电流的方法来测量三相交流系统阻抗39401。以上提及大功率测量装置如图1.4所示，主要用于交流系统阻抗测量，而应用于直流系统阻抗测量并不多见。2003年VirginiaTech大学李泽元教授等提出采用逆变电路向直流母线注入正弦扰动信号的方法用于直流分布式系统的稳定裕度在线监控41-42|以及文献[40]在将单相H桥或单相斩波电路测量交流系统时指出也可以用于直流系统阻抗测量。传统意义上的阻抗测量是通过频率响应分析仪和注入放大装置往系统中注入正弦或方波信号扫频信号然后获取所需频段的阻抗曲线。这种方法测量精度高，但是每6(a)H桥注入电路(b)半桥注入电路(c)斩波注入电路图1.4中大功率阻抗测量装置个频率点需测量一次，对整个频段扫描耗费很长时间，尤其是当需要在低频段测量很多点时。对于处于暂态的系统或实时性监控较高的系统，这种测量方法显然不适应。因此需要往系统中注入一个频带宽、幅值衰减较低的扰动信号，便可实现较少次数测量整个频段内的阻抗，从而大大减少测量时间。以文献[37]提出的采用有源滤波器向系统注入脉冲电流信号的方法和文献[43]给出的通过负载阶跃来测量阻抗的方法最具代表性，不过这两种方法注入信号在高频时频谱幅值衰减较大，高频测量较困难，而且会引入瞬态特性导致测量偏差。Missouri-Rolla大学的PengXiao等人提出了采用限带白噪声注入通过神经网络技术测量电力电子系统阻抗的方法144]。由于白噪声峰值因数较大，注入扰动信号的峰值很大，导致系统可能产生非线性响应，偏离系统原工作点。针对这种情况，VirginiaTech大学ShenZhiyu等提出了低峰值因数的线性调频信号注入测量三相交流系统阻抗的方法14546]。西安交通大学卓放教授等提出了调制脉冲叠加的阻抗测量方法[47],通过改进脉冲信号，进行多次频谱搬移和叠加获得高频衰减很小的扰动信号，仅需两次就可测量整个频段内阻抗。目前研究大功率交流系统阻抗测量和注入信号的较多，而直流系统的较少。直流系统小功率场合阻抗测量方法主要由仪器公司提供，并未有学者对测量装置进行理论分析以及对装置优缺点进行深入评估，而大功率直流系统的阻抗测量目前仅有文献稍微提及扰动放大装置，并未有人对测量装置的参数设计以及控制、测量精度进行分析。总之，直流分布式系统阻抗测量的研究依然处于起初阶段，值得进一步发展和完善。7本文主要从二端口网络模型出发，统一推导不同开关变换器不同控制模式下的开闭环阻抗，然后对不同功率等级的输入输出阻抗测量方法进行研究，并将其应用于直流分布式系统的稳定性分析。本文具体工作内容如下所示：第二章建立非理想情况下DC/DC变换器的小信号统一模型，利用二端口网络模型推导系统开环G参数，然后统一推导不同控制模式下DC/DC变换器闭环输入输出阻抗。同时考虑数字控制时间延时效应，以同步Buck变换器为例分析数字控制延时对输出阻抗的影响机理。第三章首先介绍了阻抗测量的基本原理，结合实验分析了影响阻抗测量准确度的因素，并详细地介绍开关变换器各元件寄生参数的测量方法。给出小功率场合测量独立运行的DC/DC变换器输入输出阻抗的常见装置，并对其特性、参数设计以及优缺点进行详细分析。由于Buck类变换器输入电流的PWM斩波特性会对输入阻抗测量结果造成影响，故建立保留开关的瞬时模型对其测量误差进行理论分析，并提出测量值校正方法。以同步Buck变换器为例，给出不同控制模式下的输入输出阻抗测量结果，并与理论阻抗对比研究以验证所采用测量方法可行性以及理论分析的正确性。第四章介绍两种用于中大功率场合阻抗测量的扰动注入装置，H桥电路和斩波电路，对其测量原理和电路参数设计进行详细的分析。搭建斩波注入实验装置，对1.2KW的同步Buck变换器样机输入输出阻抗进行测量以验证测量装置的可行性。第五章将阻抗测量技术推广到PWM整流器直流侧输出阻抗测量，并应用于分析直流分布式系统的稳定性。考虑到直流分布式系统的主要有AC/DC变换器与DC/DC变换器和两级DC/DC变换器两类级联系统，故以PWM整流器为源变换器，同步Buck变换器为负载变换器研究分布式系统稳定裕度监控问题；以两级DC/DC变换器为例研究分布式系统的稳定性判定问题。82DC/DC变换器的阻抗特性DC/DC变换器的阻抗特性对于分析直流分布式系统的稳定性以及验证阻抗测量结果的正确性至关重要。但是由于分布式系统中DC/DC变换器种类繁多，控制方式各异使得阻抗推导过于复杂，因此有必要统一规范化分析不同变换器的阻抗特性以简化推导。故本章利用考虑寄生参数的DC/DC统一模型统一推导不同变换器开环阻抗，并采用二端口网络模型对系统进行描述，推导其开闭环二端口G参数，以建立不同控制方式阻抗推导的统一性。由于数字控制已广泛地应用于分布式系统当中，其时间延时会对系统的动态特性造成影响，故本章详细地分析了数字控制对阻抗的影响机理。2.1DC/DC变换器的开环二端口网络模型2.1.1DC/DC变换器的小信号统一模型开关变换器是一个非线性变结构系统，开关的导通或关断使系统在不同的结构中周期地切换。为了获得一个适合频域分析的线性二端口网络模型，首先需建立开关变换器的线性模型，状态空间平均法或者从电路本身入手的开关平均法14849被广泛地采用。这种平均建模法针对实际不连续时变非线性开关电路，借助平均的手段获得整个开关周期内连续时变的平均模型，进一步在稳态工作点施加交流小信号扰动并线性化，获得连续时不变小信号模型。利用平均建模法可以很好地解决低频、小信号时动态特性分析问题，但要求状态变量满足低频、小信号假设和小纹波假设，故当频率高于1/2开关频率时模型存在一定误差。图2.1电压输出型开关变换器9表2.1基本DC/DC变换器小信号统一模型参数M(D)BuckDLCBoostCBuck-BoostC图2.3电压输出型变换器的二端口网络模型M(D)e(s)à(s)M(D)e(s)à(s),â=0;(c)u,í,=0实际电感电流iz同样可以表示为：i(s)=G₂(s)in(s)+G,(s){,(s)+G(s)â(s)其中，G(s)为输入电压对电感电流传递函数；G,(s)输出电流对电感电流传递函数；Gia(s)为控制电感电流传递函数。表2.2给出了三种常见DC/DC拓扑实际电感电流与等效电感电流之间的关系，从而求得与实际电感电流相关参数。表2.2基本DC/DC变换器统一模型等效电感电流与实际电感电流关系Buck-Boost需要说明的是，上述二端口网络模型参数推导过程中均将负载电阻RL考虑在内，即参数传递函数描述的是受负载影响的变换器动态特性。在互联系统中，当DC/DC变换器作为负载变换器时，其端口输入阻抗应包含负载影响，而变换器作为源变换器时，其端口输出阻抗应不包含负载影响。不包含负载影响的模型称为非端接模型[251,其二端口参数为Rr=o时所得参数，对应的阻抗称为内阻抗。2.2DC/DC变换器的闭环二端口网络模型开关变换器的阻抗反映了变换器系统端口外特性，决定了系统互联的稳定性。变换器开环输入输出阻抗取决于主电路参数，而闭环阻抗受环路增益和状态反馈的约束。因此，本节主要利用二端口参数传递函数建立变换器的系统结构框图，从而分析不同控制环路对系统动态特性的影响[26]。一般DC/DC变换器控制主要有电流单环、电压单环和双闭环三种，故可得如图2.5所示的常见开关变换器控制框图。图中，H、H分别为输出电压和电感电流的反馈系数；Ge、Gc为电压环、电流环控制器；Gm为脉宽调制模块传递函数。当仅存在状态反馈即电感电流反馈时，其二端口网络G参数为：â(s)=-i,(s)H₂(s)G(s)G(s)+G(s)Gy(s).(s)(2.14)为了阐明控制与二端口网络关系，给出系统控制环路下数学结构框图如图2.6所图2.6DC/DC变换器的数学结构框图示。在电流环的基础上引入输出电压反馈后，系统的小信号二端口G参数为：其中T,(s)=H,(s)Gwe(s)Goc(s)为电压环路增益，若没有电感电流反馈，将式中电流单环下的G参数改成开环G参数即可。于是，可知仅存在电压单环时输入输出阻抗2.3基于数字控制同步Buck变换器阻抗特性相比与模拟控制，数字控制具有噪声容限大、抗干扰能力强、具有更强的灵活性以及易于实现复杂的算法，但数字控制带来的时间延时问题导致系统动态性能下降进字控制系统的连续域模型，从而分析数字控制对输出阻抗的影响机理。2.3.1数字控制系统的连续域建模输入输出阻抗通常在连续域分析，而采用数字控制的变换器系统是一个连续域和离散域共存的系统，为此需要将数字控制部分等效成连续模型，以便于在连续域分析系统闭环阻抗特性。如图2.7(a)所示，为同步整流Buck变换器系统电压单环控制框图，T,为采样时间，采用数字化PI控制器。由于数字控制中本周期计算控制脉宽通常在下一个采样周期才能更新，因此通常会带来一拍滞后的计算延时。通过数字脉宽调制模块(DigitalPules-widthModlator,DPWM)将离散信号转化为连续信号，故DPWM具有保持器的作用。(a)基于数字控制的同步Buck变换器控制框图计算延时计算延时PWM(s)采样保持Hy十u。(b)连续域等后效控制框图图2.7基于数字控制的DC/DC变换器连续域等效过程将图2.7(a)中虚框看作一个整体，则系统变成了一个连续系统。从频域来看，数字化PI(z)可以用连续域PI(s)=Kp+K;/s等效，滞后一拍可以用延时环节等效。对于频域级联系统，可以交换级联环节位置，故可将采样和保持环节放在一起构成采样保持环节。一旦建立采样保持环节的连续域模型，则数字控制系统可以在连续域进行分析，如图2.8所示，通过零阶保持器ZOH和比较器来反映DPWM的实现过程。控制信号m(t)经过理想采样器变成离散信号m(t)。在一个采样周期内，其值保持为周期开始时值不变故相当于零阶保持器的作用。经ZOH图2.8双边沿调制的DPWM示意图DPWM造成了1.5拍数字控制时间延时，用连续域等效调制模块Gm(s)表示可得：制存在1.5拍的滞后延时。数字控制时，电压单环下的闭环输出阻抗为：1.模拟控制下的闭环输出阻抗特性对于一个控制良好的系统，校正后的系统至少为I型系统以实现无静差，系统截止频率为fe。当频率f<fc时，电压环路增益IITll>>1,1+T′≈T°,而当频率f>>fc,由式(2.37)可知：低频段时，环路增益对输出阻抗有1/IIT'倍的衰减作用，而在频率高于f时，对输出阻抗影响很小，闭环阻抗几乎与开环阻抗相同。当频率接近截Phase()Phase()Mag(dB)止频率fc时，T’,接近-1从而使得1+T’,非常小，导致在截止频率附近出现阻抗尖峰，如图2.9所示。为了能够描述阻抗尖峰的变化规律，将截止频率处的输出阻抗定义为阻抗尖峰值，9m为系统的相位裕度，则有：图2.9由环路增益造成的阻抗尖峰图2.10避免高阻抗尖峰的设计准则大。DC/DC变换器的输出阻抗过大，系统的抗负载扰动能力差，若系统级联极易导致系统不稳定，故需要对输出阻抗提出约束条件。考虑到开环输出阻抗由电路参数决定，于是可以对环路增益提出限制条件，以保证闭环输出阻抗不会产生很高的尖峰。如图2.10所示，给出了一个限制环路增益T”,穿入，以(-1,0)为圆心半径为r的圆形禁区142]。了使任何频段，闭环输出阻抗都小于开环输出阻抗，则要求IIT'+1I始终大于1,即禁区半径r=1,不过此时要求系统的相位裕度至少有60°。这个要求过于苛刻，因此通常取禁区半径r=0.5,此时仅要求相位裕度至少29°,同时满足任何频段||Z'。l<2||Z。l,故不会产生很大阻抗尖峰。2.数字控制对闭环输出阻抗的影响与模拟控制相比，数字控制存在1.5个采样周期的延时，故数字控制下环路增益为T(s)=T',(s)Gm(s)。为了分析延时其对闭环输出阻抗的影响给出Gm(s)频率表达：θ为数字控制带来的相位滞后，由式(2.39)可知，数字控制延时对环路增益的幅频特性不产生影响但却会带来一定的相位滞后。对于通常的控制系统，截止频率为开关频率的1/10～1/20,在截止频率fc处带来的相位滞后达18°~54°,从而使得系统的相位裕度变得很小。当频率f<fc时，0非常小，电压环路增益T,Il=IIT°,|l>>1,1+T≈T,而当频率f>>f,0非常大，但IIT,Il<<1,1+T≈1。因此，相位滞后对于远离截止频率fc的频段影响很小，与模拟控制时相同。但是，当频率接近截止频率时，0非常大，IT,接近于1。此时如图2.11所示，1+T,可以看成是矢量T,和(1j0)的合成。在截止频率fc时，ITIl=IIT'Il=1,较大的相位滞后减小了系统的相位裕度，使得IIT+1I变得更小产生更大的阻抗尖峰。如图2.12所示，由于数字控制的时间延时使得环路增益T,进入了禁区，从而产生更高的阻抗尖峰。图2.11DC/DC变换器1+T,特性图RealAxis图2.12模数控制下Nyquist曲线对比为了更精确的描述数字控制的影响，定义γ为模数控制下输出阻抗尖峰变化相对有关，如图2.13和表2.3所示。当模拟控制相位裕度φm较大时，fc/fs的变化所引起的模数阻抗尖峰差异较小，随着fdfs的增大，γ有所增加。当模拟控制相位裕度φm较小时，fclf,的变化所引起的模数阻抗尖峰差异非常大，随着flfs的增大，系统甚至不稳定。图2.13相位裕度φm和fJfs对y的影响表2.3模数阻抗尖峰相对变化值γ与φm和fJf;关系fdf=1/20f/f=1/15f/f=1/10:表示系统已经不稳定本章首先介绍DC/DC变换器的小信号平均建模，并给出了非理想情况下的DC/DC变换器的小信号统一模型。在此基础上，利用二端口模型对系统进行描述，并推导其开闭环二端口G参数，由此得到DC/DC变换器输入输出阻抗的统一表达式。以基于数字控制的电压单环同步Buck变换器为例，分析数字控制延时对输出阻抗的影响机理，分析指出时间延时减小了系统相位裕度使得输出阻抗产生更高的阻抗尖峰，故对影响阻抗尖峰的因素进行了分析。3阻抗测量技术研究实际的直流分布式系统往往过于复杂且变换器是模块化的，无法通过建模来获取阻抗特性，因此通过阻抗测量来分析系统的稳定性具有很强的工程实用价值。故本章首先对变换器阻抗测量的基本原理、影响测量结果的因素进行分析，并对寄生参数测量方法进行研究。针对输入输出场合的不同给出不同测量方法，分析其优缺点及参数设计。通过理论与实验对比，对测量方法的准确性进行深入探讨。3.1阻抗测量的共性问题分析本节主要分析阻抗测量的共性问题。首先给出阻抗测量基本原理，并对两种基本测量方法进行分析对比，然后对影响阻抗测量结果的因素进行探讨。考虑到寄生参数对测量影响较大，故以同步Buck变换器为例对系统各种寄生参数测量方法进行研究。3.1.1阻抗测量的基本原理通常采用网络分析仪或频率响应分析仪来测量系统端口阻抗的频率特性，本文以N4L公司的频率响应分析仪PSM2200为例，介绍常规阻抗测量的基本思路。如图3.1所示，由频率响应分析仪产生一个幅值和频率可调的正弦输出电压，通过扰动注入频率响应分析仪频率响应分析仪注入源测量输入D₂Vy注入装置,γ数据∠b,/(直流负载A图3.1阻抗测量基本原理图装置将该信号注入到测量电路当中，然后通过仪器的测量通道测量端口的电压电流响应，从而获得/Ô幅值和相位即特定频率的阻抗。通过扫频便可获得所需频段的阻抗幅相特性。直流变换器的阻抗特性是由基于稳态工作点附近线性化处理的小信号模型推导而来，故变换器阻抗测量必须基于一个稳态工作点来测量，注入扰动信号幅值要远小于直流工作点以保证其线性工作。由于产生的电压电流响应通常很小，且容易掩盖在噪声和开关纹波当中。因此，通常需要通过离散傅里叶变换DFT提取出所需信号，但是直接对信号进行傅里叶变换会将开关谐波及边带等频谱也提取出来，增大测量误差。为了能获得较高的测量精度，频率响应分析仪通常将信号通过窄带电压跟踪仪将基波频率信号提取出来，然后利用离散傅里叶变换DFT获得频域值，进而分析出系统阻抗频率响应特性。窄带电压跟踪仪通常采用正弦相关滤波技术实现基波信号的提取。如图3.2所示给出了利用正弦相关滤波技术提取信号的过程。被测响应信号v(t)与正余弦相乘再周期积分得同相分量X和正交分量Y,其积分过程如下：T为注入正弦小信号周期，由于直流分量、谐波和噪声分量经上述两式后均为0,仅保留基波分量。因此相关滤波后，抑制了直流分量、各次谐波以及噪声干扰，可以获得较高的测量精度。图3.2正弦相关滤波技术:7如图3.3所示，根据注入系统扰动信号的不同可以分为电压扰动法和电流扰动法。电压扰动法通常需要通过变压器串入系统方式实现扰动信号的注入，从而导致稳态工作时直流电流流入扰动注入装置，变压器易磁饱和，且测量装置不方便拆卸。而电流扰动法通常通过电容或线性功放将扰动电流以并联方式注入系统，因其注入简单、设计灵活，在实际测量中获得广泛应用。Ai:二A负载变换器源变换器负载变换器负载变换器源变换器负载变换器,,,器(a)电压扰动法(b)电流扰动法图3.3不同阻抗测量方法然而，电流扰动法存在扰动分配不均的问题140]。如图3.3(b)可知，电流扰动的分配由系统扰动两侧的阻抗唯一决定。当源变换器输出阻抗远小于负载变换器输入阻抗时，扰动信号大部分流向源变换器侧而负载侧扰动信号非常小，从而导致负载阻抗测量误差很大。对独立运行的DC/DC变换器进行输入阻抗测量时，源变换器为用于提供直流工作点的接近理想的直流电源，若采用电流并联注入法将使得电流几乎全部流入直流源从而导致测量失败。此时，可以采用电压扰动法改变这种扰动信号分配，如图3.3(a)所示，由于流向两侧扰动电流相同，负载侧阻抗大，分配扰动信号反而大。因此，对于独立运行的DC/DC变换器，输入阻抗测量适合采用电压扰动法，输出阻抗测量适合采用电流扰动法。3.1.2阻抗测量结果影响因素分析由于阻抗测量是基于稳态运行的在线测量，因此注入扰动信号幅值必须限制。此外，测量仪器的扫频时间，测量点和接地问题都会对测量准确度产生影响。为了获得较高的测量精度，对影响测量结果的因素进行分析。1.注入扰动信号幅值对测量结果的影响为了保证系统正常运行，只能施加所需频率点的小幅度扰动信号。如果扰动信号Mag(Mag(dB)太大，会对模块的稳态运行产生影响，引入大信号非线性瞬时特性，使测量结果失去意义。此外，当阻抗很大时产生的扰动响应很大，线性放大的注入装置不工作在线性放大区从而导致注入信号失真。但是，注入扰动信号也不宜太小，幅值过小测量容易受开关纹波和噪声影响，使得测量结果误差较大[21]。故注入扰动信号的幅值通常取直流工作点的1%~10%左右，并且需要考虑实际采用的测量电路以及被测模块特性从小到大进行调整。如图3.4所示，给出了不同扰动信号幅值V,下对变换器输出阻抗的测量结果，扰动信号幅值过小导致测量误差较大。图3.4不同扰动信号幅值下输出阻抗测量图3.5不同扫频速度对测量结果影响2.扫频时间对测量结果的影响如图3.5所示，给出了不同扫频速度对测量结果的影响，由图可知随着扫描速度的提高，频率特性将偏移越严重。这是由于测量仪器对基波信号的周期积分需要一定时间，扫频时间过小周期积分采样点过少，基波提取效果差。另一方面，电路元件对扰动信号的响应也需要一定的时间，扫频速度太快时，扰动响应来不及建立或消失，频点分配相同的扫频时间。由于低频段波形周期长，高频段波形周期短，从而导致低频段采样数据周期数少，有时甚至不足一个波形周期，从而导致低频段测量误差较大。因此，需要对低频段单独扫频，即进行分段扫频测量阻抗，如图3.6所示。MagMag(dB)3.测量点对测量结果的影响由于需要使用导线来连接被测系统内各子模块以及测量装置，而连接导线存在寄生电阻和寄生电感，因此不同的测量点会对测量结果产生影响。如图3.7所示，对带很长导线的电解电容进行测量，将测量点分别位于电解电容近端和导线远端。由测量结果可知，由于导线寄生电感的存在使得电解电容的阻抗在中高频段呈现电感特性，相位也发生了变化。因此，在实际阻抗测量中，尽可能使用较短的导线并且测量点尽量靠近测量目标。图3.6分段扫频下输出阻抗测量4.接地对测量结果的影响图3.7电解电容远近端测量结果对比频率响应分析仪内部是共地的，即输出端与输入端参考地相同，若与待测模块的参考地共地时，要考虑测量探头阻抗的影响I32]。如图3.8所示给出了直接测量输出阻抗的情况。由于信号源v,地线与输入端v,的地线共同接地，则从被测模块返回的；电流经过两个通路返回到信号源：其中经地线阻抗z直接返回信号源；另外(k-Di经电压互感器(等效电阻为zprobe)直接返回输入端，再经频率响应分析仪的内部地线返回信号源。因此，在zprobe产生的压降为(k-1)iz,故实际测量阻抗为：式中，Z为被测模块输出阻抗，实测结果包含了探头阻抗，影响了测量精度。为了解决这种由接地问题带来的测量误差，通常将频率响应信号分析仪的输出扫频信号通过仪器自带的隔离变压器耦合到电路当中。在无法使用隔离变压器的场合，可以使用差分隔离探头测量电压响应，同样可以解决接地问题。图3.8接地问题对阻抗测量的影响3.1.3寄生参数的测量实际的变换器系统各元器件并非理想元件，均存在一定寄生电阻，这会导致系统阻抗特性曲线发生变化，其中相位曲线变化尤为明显，因此需要对寄生参数进行测量和分析。为了具体说明寄生参数的测量，以如图3.9所示的工作在电感连续模式的同步整流Buck变换器为例进行阐述，其参数为：输入电压Um=100V,输出电压U。=40V,负载Rr=36.5Ω。滤波电感L寄生电阻为rz,滤波电容C寄生电阻为r,主开关管T,的导通电阻为ras,开关管T₂主要利用其体二极管续流，其续流时导通电阻为ra,此外供电的直流源也非理想源，其内部电阻为rs。直流源图3.9考虑寄生参数的同步整流Buck变换器Mag(dB)首先，分析线性元器件寄生参数的测量，主要是电感和电容。测量方法主要有两种，一种是采用LCR测量仪对元件进行测量，另一种是利用频率响应分析仪测量其频域特性然后根据曲线进行辨识。对于一个含L、C和R的电路，当相位为零时电路为纯阻性即元件寄生电阻。所以，根据测量的幅相特性曲线，找到相位为零处对应幅值即可求得寄生电阻，然后根据曲线转折频率可以推算出电感或电容值。考虑到转折频率的确定存在一定误差，进而影响电感或电容值辨识精度，而LCR仪测量寄生电阻误差较大。故本文利用LCR仪测量得电感值L为5.176mH,电容值C为11.18uF,然后利用频率响应分析仪测量其幅相特性曲线来确定寄生电阻。如图3.10、3.11所示，电感曲线零相位处幅值为-16dB,故rz为0.158Q;电容曲线零相位处幅值为-26dB,故rc为0.05Ω。根据所测参数给出理论预测结果，由图可知，电感测量与预测结果完全匹配，而电容在高频段存在误差，这是由于忽略了电容高频寄生电感影响的缘故，但是由于变换器阻抗测量当中关注10kHz图3.10电感L频率特性测量结果以下频段，故不会对测量造成影响。图3.11电容C频率特性测量结果非线性元器件寄生参数往往跟静态工作点有关，对于IGBT和二极管导通时电阻跟流过器件电流大小有关，因此需要保证测量时器件流过电流和变换器工作中器件导通电流相同。如图3.12所示，直接利用所测变换器进行测量器件寄生电阻。如图3.12(a)所示，直流源调节输入电压为变换器正常工作输出电压U₀,T,管占空比为1,即可保Mag(dB)Mag(dB)(a)T₁管阻抗特性测量(b)T₂管续流时阻抗特性测量图3.12非线性器件寄生参数的测量方法证流过T,管电流与正常工作时相同。在输出端口采用下节给出的隔直电容法注入扰动电流信号，然后利用频率响应分析仪获取T,管两端电压电流响应，即可获T,管导通时频域阻抗特性。如图3.13所示，T,管幅相曲线零相位处幅值为-10.8dB,故ras为0.288Q。同理如图3.12(b)所示，用以测量开关管T₂体二极管导通时阻抗特性，调节直流源使输入电压为变换器正常工作输出电压U。,保证电流与正常工作相同。利用同图3.13T₁管导通时频率特性测量结果图3.14T₂管续流时频率特性测量结果样的方法可以得到其频域阻抗特性，如图3.14所示，零相位处幅值为-15.6dB,故ra为0.166Q。由于采用不控整流做直流源，故其并非理想源。利用3.2节介绍的输出阻抗测量方法同样可以测量直流源输出阻抗，如图3.15所示。零相位处幅值为3.24dB,故rs为1.452Ω。根据之前定义可知，r。为考虑输出滤波电感的等效电阻和变换器中所有开关器件导通电阻后的等效电阻，可知同步Buck变换器的r。为：对于本系统占空比D为0.4,故可以求得r。为0.95362。为了验证以上测量和分析的正确性，如图3.16所示，给出了同步Buck变换器的开环输出阻抗测量结果，具体测量方法在3.2节中将进行详细论述。可知考虑以上寄生参数的开环输出阻抗与测量结果非常接近，而不考虑时差别较大。图3.15直流源输出阻抗特性测量结果图3.16同步Buck开环输出阻抗测量结果3.2输出阻抗测量技术研究本节给出了小功率场合常见的输出阻抗测量装置并对其参数进行设计，然后以Buck电路为例给出不同控制模式下输出阻抗的测量结果，对测量误差进行分析，并通过测量实验验证2.3.2节数字控制对输出阻抗测量影响机理分析的正确性。由3.1.1节分析可知，输出阻抗的测量适合采用电流扰动法。如图3.17所示给出器稳定工作后，频率响应分析仪产生的扰动信号经注入装置注入到待测系统输出端，用电压差分探头测量响应电压VresT,探头衰减倍数为λ,电流钳测量响应电流IresT,其衰减倍数为λ;,则实际测得输出阻抗为：通常可以通过频率响应分析仪的输入设置调整衰减倍数来还原实际响应信号以便直接获取实际测量结果。上述测量的输出阻抗为变换器独立运行的带载阻抗，如果想要测量变换器级联运行时的不含负载输出阻抗，需要将电流测量点移至负载内侧，(b)场效应管注入法图3.17输出阻抗测量电路虽然上述两种测量电路在测量输出阻抗的原理是一致的，但由于注入装置不同适用的场合有所不同。图3.17(a)为隔直电容注入法，扫频信号经隔离变压器通过隔直电容注入系统中。由于隔直电容注入没有功率放大作用，其注入扰动功率取决于仪器输出功率，而频率响应分析仪PSM2200的最大输出电流仅有200mA。因此，此方法仅因此可以用于较大输出电流的测量模块。此方法必须保证MOSFET工大时功耗大发热严重。该电路的另一个缺点是功率MOSFET的热稳定性问题姆。当最低频率为10Hz时，隔直电容Cg最小值为318.3uF,实际取2个470uF/450VBuck变换器的实验样机，并利用本章介绍的隔直电容法对输出阻抗进行测量。根据表3.1同步整流Buck变换器主电路参数Uin(V)L(mH)re(Ω)0.9536RL(Ω)C(uF)f(kHz)r(Ω)MagMag(dB)非常吻合，但是在30Hz以下频段存在一定偏差。这是由于低频段隔直电容Cg阻抗f(Hz)f(Hz)f(Hz)(a)Kp=0.008,Kv=6(b)Kyp=0.012,Kv=3f(Hz)f(Hz)较大，使得注入的扰动电流很小而输出阻抗小于0dB,故电压响应变得更小从而导致测量不准。为了验证2.32节数字控制对输出阻抗影响分析的正确性，电压单环控制器参数保持Kp=0.008,Kw=6不变，改变采样频率测量输出阻抗如图3.19所示。由图可知，考虑数字控制延时的理论输出阻抗与测量结果非常吻合，随着采样频率的减小数字控制延时增大，阻抗尖峰也增大。利用测量闭环输出阻抗和测量开环输出阻抗可以获得实际环路增益T=Z₀o/Z₀y-1,从而获得实测Nyquist曲线如图3.20所示。随着采样频率的减小，环路增益进入了避免阻抗尖峰的禁区，从而使得系统产生很大的阻抗尖峰。RealAxis图3.20不同采样频率下实测T,的Nyquist曲线对比前面给出的测量结果均为带载阻抗，而变换器级联运行时输出阻抗为不含负载的内阻抗。利用3.2.1节给出的内阻抗测量方法可得输出内阻抗测量结果，如图3.21所示。图3.21(a)给出了开环输出内阻抗Zo-o测量结果，由于内阻抗为R,趋近o时特性，系统阻尼很小，故与开环带载阻抗相比，在谐振频率处会产生很高的谐振尖峰，相位变化极大，而其他频段和带载时相同。如图3.21(b)所示给出了电压单环的闭环输出内阻抗，控制器参数为Kp=0.008,Kv=6。由图可知，闭环输出内阻抗没有很高的阻抗尖峰。这是由于不包含负载模型中，环路增益T,也为RL趋近o时特性，也存在谐振尖峰。在远小于截止频率fc段时，输出内阻抗为Zo-w≈Zo-o/Tv,所以谐振尖峰被抵消，而新的阻抗尖峰在fc附近。因此，只要保证系统截止频率fc大于开环谐振频率并Mag(dB)(a)开环图3.22电流单环下输出阻抗的幅相曲线f(Hz)数的基础上加上电压外环，其控制器参数为：Kp=0.008,Kw=9.6,fe=54.8Hz,于是可以获得双闭环控制下的输出阻抗测量结果，如图3.23所示。由图3.22、3.23可知，电流单环和双闭环下输出阻抗的测量结果和理论在全频段都非常吻合。由于低频段阻抗幅值远大于0dB,故30Hz以下频段虽然注入电流扰动较小，但电压响应较大，因此测量误差变得很小，明显优于电压单环下输出阻抗的测量结果。3.3输入阻抗测量技术研究本节给出了小功率场合常见的输入阻抗测量装置并对其测量优缺点进行分析，然后针对输入电流断续的Buck类变换器，对其输入阻抗测量问题进行深入探讨，最后以同步整流Buck电路为例给出输入阻抗的测量结果。3.3.1输入阻抗测量装置如图3.24所示，给出了两种常见的输入阻抗测量电路l29-33]。其测量机理和输出阻抗测量基本相同，频率响应分析仪PSM2200产生的扫频信号v经注入装置放大后注入到输入端口，用电压差分探头测量响应电压VresT,探头衰减倍数为λ,电流钳测量响应电流IrEsT,其衰减倍数为λ;,则实际测得输入阻抗为：(a)电压扰动注入法(b)场效应管注入法图3.24输入阻抗测量电路根据3.1节分析可知，由于扰动信号注入在供电直流源和待测变换器之间，而直流源阻抗极小，因此输入阻抗测量不适合采用电流扰动并联注入的方法，以免扰动电流大部分流向直流源。输入阻抗的独立测量更适合采用电压扰动法，如图3.24(a)所示。针对电压扰动法的磁饱和问题，文献[33]提出了一种利用场效应管注入交流电流入系统的，故不存在电流扰动分配不均的问题。该方法采用N沟道增强型MOSFET工压器由于只传递扫频信号，可以用仪器自带变压器，无需额外的装置。电容Cac为Q₁为100V,输入最大电流为1.12A,故功率MOSFET选取IRF840,最大耐压为500V,耐流为8.5A。Rg取为100K,电容Ca取2200uF/50V。下面对测量电路的静态工作点进行分析。通常栅极电流非常小近似为零，所以Vc=Vp,即栅漏电压Vcp=0。N沟道增强型MOSFET的开启电压Vγ大于0,故静态时电路恒满足Vgp<Vr,保证了场效应管工作在饱和线性放大区。在饱和区内，场效应管的在场效应管注入法的测量电路中，静态漏极电流Ip等于输入电流，故Ip=1.12A。根据在小信号作用时，可用静态电流Ip来近似ip,得出动态参数，而且影响电路是否会产生失真。如图3.25所示，给出了波形失真的情况，当测量模块输入阻抗较大时，产生的电压响应过大，导致输出电压波形下半周限幅。为了保证波形不失真，应该限制电压响应，即图3.25MOSFET注入法的波形失真可知电压响应峰峰值不得超过7.64V,为此，注入的电流扰动也必须受到限制。如图3.26所示给出了MOSFET测量装置的微变等效电路，根据叠加原理可知，注入的(a)场效应管放大电路(b)微变等效模型可知，电路正常工作时为压控恒流源，可以将电压扰动放大成电流扰动注入电路。对于常用作负载变换器的Buck类直流变换器，其输入通常为PWM斩波的不连续电流，这会对输入阻抗的测量造成较大影响，进而影响对分布式系统稳定性的评估，但少有文献对斩波电流时测量方法的准确性和测量条件进行分析。因此，研究输入电流斩波时输入阻抗测量显得非常必要。为了分析输入电流斩波的阻抗测量情况，必须关注开关瞬时特性，而变换器的输入阻抗是建立在开关平均建模基础上的，因此需要建立平均特性与瞬时特性之间关系。故以同步Buck变换器为例，对其关系进行分析。由于小信号模型是在开关平均的基础上建立的，因此模型中交流扰动量实际上也是开关平均的结果。而分析阻抗频率特性需要关注开关瞬时扰动，为区别起见，本节中将小信号模型中各状态变量扰动加平均符号(),表示。可知输入阻抗实际上为开关利用平均建模法要求状态变量满足低频、小信号假设和小纹波假设。对于同步Buck变换器建模所用的状态变量均满足这些假设，故开关平均值几乎等于瞬时值。但是用于分析输入阻抗的输入电流为以占空比D斩波的断续电流，不满足小纹波假设。对变换器进行建模过程中也对斩波电流进行了开关平均，其开关平均值将会与瞬时值差别较大。为了分析其开关平均效果对其进行频谱分析。如图3.27所示，由于输入电流in(t)为斩波信号，因此交流扰动分量(1)也为以占空比D斩波的扰动电流，(a)等效前(b)等效后图3.29开关管两侧电压电流波形及其平均效果2.不同测量方法的测量结果分析通过之前分析可知，信号提取过程与对扰动信号开关平均获得频谱相同。因此只需对不同测量方法下扰动信号通断频谱分析并进行开关平均即可获得测量输入阻抗，然后与建模的平均阻抗进行比较即可分析差别。根据图3.24所示测量电路和保留开关的瞬时等效模型，可得如图3.30所示的测量电路的低频等效电路。图3.30(a)为电压扰动法模型，当开关管T,导通时，即在(0,DT₃)内，对应开关闭合电路，此时输入电压电流扰动满足：当开关管T,断开时，即在(DT,T)内对应开关断开电路，此时输入电压电流可知电压扰动法测阻抗时，输入电压扰动连续电流扰动为斩波信号。开关导通时对应导通瞬时扰动频谱，根据斩波信号的频谱特性可知，扰动量开关平均值频谱为：图3.30(b)所示的场效应管注入测量变换器输入阻抗的低频等效电路。当开关管T,导通时，即在(0,DT)内，交流输入电压电流扰动满足：当开关管T,断开时，即在(DT,,T)内。由于电路开路，直流输入电流为零，故此时跨导gm=0。场效应管放大电路无法正常工作，注入电路的电流为0,故输入电压扰动响应也为0。故：由上分析可知场效应管注入法使得输入电压扰动信号也是斩波信号，故其开关平均频谱也为导通瞬时频谱的D倍，故扰动量开关平均值频谱为：故可得场效应管注入法测量输入阻抗为：而利用场效应管注入法测量输入阻抗为建模输入阻抗的D倍。这是由于场效应管放大电路在输入电流为零时无法注入电流扰动，从而造成输入阻抗测量结果的D倍衰减。为了验证以上分析的正确性，以表3.1的同步Buck变换器为例，占空比为0.4,将变换器工作在开环模式以简化分析。由于电压扰动法存在变压器直流磁饱和问题，故其测量装置不易实现。因此采用文献[23]的数值仿真法，在Simulink中模拟实验测量过程进行仿真。如图3.31所示给出了电压扰动注入法和场效应管电流扰动注入法的输入阻抗测量仿真对比。由图可知，电压扰动法仿真测量输入阻抗和建模的理论阻抗很接近，测量精度很高。而采用场效应管注入法测量的输入阻抗存在一定倍数的衰减。图3.31输入阻抗测量仿真占空比D图3.31场效应管注入法输入阻抗与D的关系为了进一步验证场效应管注入法的D倍衰减，采用频率响应分析仪PSM2200对输入阻抗进行测量。改变占空比D实测某频点输入阻抗，获取占空比与该频率输入阻抗关系。如图3.31所示，给出了f=10Hz时占空比与输入阻抗关系。由图可知，D倍衰减的理论输入阻抗和实测阻抗非常接近，说明实测衰减倍数为D。场效应管注入法不存在变压器磁饱和问题，而且测量电路简单可行，但是却造成了测量结果的D倍衰减。为此，可以通过对测量数据进行1/D倍抬升来获得准确的小信号输入阻抗。如图3.32所示给出了采用场效应管注入法的理论、实测和考虑D倍图3.32场效应管注入D倍衰减校正前后对比Mag(Mag(dB)衰减对实测数据进行校正的输入阻抗特性。由图可知，利用场效应管注入法测输入阻抗，对其测量数据进行1/D倍抬升即可获得建模输入阻抗。为了验证第二章中DC/DC变换器输入阻抗模型推导的正确性，搭建了一台同步整流Buck变换器的实验样机。利用场效应管注入法对输入阻抗进行测量，并对测量数据进行1/D倍抬升来获得测量结果。实验样机参数和输出阻抗实验相同，见表3.1。如图3.33所示给出了不同截止频率下电压单环输入阻抗测量结果，图3.33(a)中控制器参数为：K=0.008,Kv=6,f=754.5Hz;图3.33(b)控制器参数为：Kp=0.012,Kw=3,f=894.5Hz。由图可知，理论和实测阻抗基本吻合。高频段测量阻抗比理论值偏低，这是由于高频段阻抗幅值过大，使得产生的电压响应扰动大于场效应管最大不失真幅值7.64V,从而导致电压响应波形削底使得测量输出阻抗偏低。对比图3.32所示的开环输入阻抗，可知单压单环输入阻抗在中低频段存在一定偏差，而开环阻抗却非常吻合。这是由于采用不控整流做直流源，输入电压会随着不同频率扰动的注入发生一定波动，而测量DC/DC变换器是闭环控制的，为维持输出电压不变占空比会调整。因此，对于闭环系统若用稳态占空比D对数据进行校正会产生一定偏差，而开(a)K₁y=0.008,K=6(b)Kp=0.012,Kv=3图3.33不同截止频率下电压单环输入阻抗的幅相曲线Mag(Mag(dB)环由于占空比始终不变故不存在这样的偏差。如图3.34所示，给出了输入电压和负载不变，输出电流为1.12A时电流单环下输入阻抗测量曲线，其控制器参数为：Kp=0.2,Kc=1000,f=1100Hz。在此电流环参数的基础上加上电压外环，其控制器参数为：Kp=0.008,Kv=9.6,fe=54.8Hz,于是可以获得双闭环控制下的输入阻抗测量结果，如图3.35所示。由图3.34、3.35可知，测量曲线和理论输入阻抗趋势基本吻合，但同样由于闭环系统占空比的调整幅值存在一定偏差。图3.34电流单环下输入阻抗的幅相曲线图3.35双闭环下输入阻抗的幅相曲线3.4本章小结本章首先介绍了阻抗测量的基本原理，分析了注入扰动幅值、扫频时间、测量点、接地点以及寄生参数测量等问题对测量准确性的影响。详细地分析了常用的几种输入输出阻抗测量方法的特点及应用场合，分析指出采用基于场效应管注入电流法测量输入电流为PWM斩波的Buck类变换器输入阻抗时，由于开关关断期间扰动电流无法注入会产生测量值与占空比成比例衰减现象，提出了测量值校正的方法。进行了不同控制模式下同步Buck变换器输入输出阻抗测量实验，并与理论进行比较对比研究，验证了测量方法及分析结论的可行性和正确性。4中大功率阻抗测量扰动注入装置与实验上章介绍的阻抗测量方法采用线性放大电路或隔离变压器构成扰动注入装置，开关管工作于线性放大区，导致功耗大发热严重，功率受限只适用于小功率阻抗测量。本章改采用工作于开关状态的大功率开关器件构成扰动注入装置，以用于中大功率场合的阻抗测量，并详细分析了注入装置的参数设计。4.1H桥注入装置4.1.1H桥注入的基本原理图4.1给出采用H桥电路作为电流扰动注入装置的主电路结构138-401,以频率响应分析仪产生的扫频信号作为电流参考指令，经H桥电路放大电流后注入系统当中，并提取电压电流响应即可获得测量阻抗。由于参考指令i是频率变化的正弦波，因此可以采用滞环控制来实现对扫频信号频率和相位的实时跟踪，响应迅速且稳定性好。该方法可以实现对电流的精确控制，但要求开关频率fs至少大于几倍的扫频信号频率最大值fmax。通常最大频率fmax达5~10kHz,从而要求器件开关频率fs在50kHz以上。图4.1H桥注入装置图4.2两态滞环电流控制因此，H桥注入适合于低压大功率系统，采用高频器件如MOSFET作为开关管。动比两态调制小，但考虑到三态调制0态时，电流变化率受负载影响极大，因此采用受负载特性影响小的两态调制。两态滞环电流控制的工作原理为：参考电流与实际电感电流的误差与一个环宽为h的滞环比较器作比较，以确定两对开关管的开关逻辑，如图4.2所示。当误差低于滞环下阈值-h/2时，滞环比较器输出高电平，开关管S₁和Uac为系统直流母线电压稳态值，注在t₁时间内，开关管S₁和S₄导通，电感两端电压为4.1.2H桥注入装置电感参数设计在H桥注入装置中，电感太大会影响电流跟踪效果，而太小又会使得开关频率过高，超过器件频率上限，因此电感值的选择至关重要。假设直流母线负载为R,装置正常工作需要注入的电流ir为：其中，o为扫频信号的角频率，Im为电为了保证良好的电流跟踪性能，实际电流变化率必须大于所需电流变化率。而注入扰动电流在电流峰值处变化率最小，即只要在峰值处满足要求，则能在整个周期内其中f为扫频信号频率，由于开关频率存在上限，因此电感不能太小。最大开关以直流母线电压Ua=200V,电流Ia=10A的系统为例，则低频电阻Ra=20Q。H桥注入装置最大开关频率fmax为200kHz,注入电流扰动幅值Im为1A。根据式(4.9)、的增大，存在电感取值的扫频频率f增大，但是电感取值总体增大较大。当Vac保持不变时，环宽h从0.2增大到0.4,存在电感取值的扫频频率f扩展到10kHz,从而使整个频段都存在取值。因此，为了使电感不至于过大，本文H桥母线电压Va取为300V,环宽h=0.4,最大扫频频率为fmax=10kHz,可知电感取值范围为：1.2<L<1.273mH,故取电感L=1.2mH。f(kHz)f(kHz)(a)Vac=300V(b)Va=400V图4.3电感Ly取值范围t(10ms/div)t(100us/div)(a)f=50Hz(b)f=5kHzt(50us/div)(c)f=10kHz图4.4注入电流iur仿真波形图4.4给出利用H桥注入装置将扰动电流注入一直流母线电压Ua=200V,电流I₄=10A的系统时的仿真电流波形。从图中可知，随着扫频频率的增大，注入电流波形变差。由于窄带跟踪仪可以把基波提取出来，因此采用频率响应分析仪测量时电流扰动波形差不会对测量结果造成影响。4.2.1斩波注入基本原理4.1节介绍的H桥注入法能精确控制注入电流，但由于扫频信号最高频率达kHz,因此开关频率要求极高非常不适合中高压系统，而且电感参数选择范围极窄，导致对测量系统适应性差。此外，H桥直流母线需要独立供电，需要附加额外供电装置极不适合工程应用。为此，给出了如图4.5所示的斩波注入法140],仪器产生的扫频信号改为矩形波，经驱动器直接驱动开关管通断，从而使得并联电阻在Rn和秽中切换，在测量直流系统的作用下产生矩形波电流，提取相对应频率的电压电流响应从而获得测量阻抗，如图4.5(b)所示。由于扫频信号频率与开关管频率相同，因此产生的矩形波电流频率与扫频频率相同，从而实现了频率变化扰动电流的注入。斩波注入装置对开关器件频率要求低，而且电路简单方便，非常适合中高压系统阻抗测量。对矩形波开关信号进行频谱分析如下：其中占空比为d,k为谐波次数，o为扫频信号的角频率。由式可知，随着谐波次数k的提高，谐波幅值急剧衰减，基波幅值为主要部分。占空比为50%时，基波幅值最大，可知注入电流中含有直流分量和高次谐波，但由于频率分析仪可以从含有直流分量和高次谐波的信号中提取出基波分量，故高次谐波不会对测量造成影响。根据式4.2.2RCD缓冲电路设计斩波注入法虽然电路简单，但是由于注入电流为方波，从而导致在开关过程产生很高的电压尖峰和振荡，严重时损坏开关器件甚至影响被测系统。为了抑制电压尖峰消除振荡，需要合理设计缓冲电路，故需要获取线路寄生电感。电路寄生电感通常难图4.6寄生电感测量电路场效应管极间电容。为分析方便，以向母线电压Ua=200V,电流Ia=10A的系统注入幅值为1A的方波电流为例，注入电阻Rn取为200Q,场效应管选取IRPF450,最大耐压为500V,耐流为14A。根据以上寄生电感测量电路，可得如图4.7(a)所示的等效如图4.7(b)所示，在开关管两端并联一个容值确定的电容，称之为测试电容Cey。此时，当开关管关断时，寄生电感L,存储的能量转移到测量电容Cex上，故关断时振移到Lps上，故开通过程的振荡周期T₂为：通过观察加测试电容后的开关过程振荡周期，便可求出等效模型寄生电感：采用频率响应分析仪对测试电容进行精确测量，可知Ces=2.84nF。如图4.8、4.9图4.8关断过程vps波形图4.10加RCD缓冲电路的开关过程可知，缓冲电阻需满足：可得电阻功耗为4W,故选20/25W的金膜电阻作为缓冲电阻，C,为取白色无感电容10nF/1200V,缓冲二极管选择反压1000V,电流8A的快恢复二极管MUR8100。如图4.11(a)、4.11(b)所示，给出了Ua=33V加缓冲电路前后开关管驱动Vgs和电压Vps波形。由图可知，加RCD缓冲电路后波形电压尖峰得到很好改善。如图4.11(c)所示，给出了向母线电压Ua=200V,电流Ia=10A的系统注入幅值1A的方波电流时电压电流波形，可见设计的RCD缓冲电路可以很好的抑制尖峰，并注入方波电流，满足设计要求。4.3中大功率阻抗测量实验通过以上分析可知，H桥注入法虽然电流控制精度高但比较复杂，需要外加直流源和滞环控制器，而且对器件开关频率要求很高。斩波注入法仅需一电阻和开关管，简单方便，易与工程实现，虽然会产生电压尖峰但可以通过合理设计缓冲电路来抑制，故本文采取斩波注入法测量中大功率场合阻抗。为此，搭建了一台同步整流Buck变换器的实验样机对阻抗进行测量，实验样机的主电路参数如表4.1所示。表4.1同步整流Buck变换器主电路参数U;m(V)U。(V)RL(Ω)C(μF)rc(Ω)如图4.12所示，给出了输出电流为11.2A时电流单环下输出阻抗测量曲线，其控制器参数为：Kp=0.3,Kci=342,fe=2000Hz。在此电流环参数的基础上加上电压外环，其控制器参数为：Kp=0.019,Kv=53.2,fe=98.25Hz,于是可以获得双闭环控制下的输出阻抗测量结果，如图4.13所示。由图4.12、4.13可知，测量曲线和理论输出阻抗在整个频段内非常吻合，这说明斩波注入法可以很好测量系统输出阻抗。f(Hz)图4.12电流单环下输出阻抗的幅相曲线f(Hz)图4.13双闭环下输出阻抗的幅相曲线由于斩波注入法实质上为并联电流扰动注入法，采用理想直流源供电由于电流分配问题无法测量输入阻抗，为此采用闭环控制的PWM整流器作为非理性源给DC/DC变换器供电进行阻抗测量。如图4.14、4.15所示，给出与输出阻抗对应控制器参数下电流单环和双闭环输入阻抗测量结果。由图可知，斩波注入法不存在D倍衰减的问题，中低频段内理论输入阻抗和实际测量结果非常吻合，但是在高频段测量幅值明显比理论值偏低。这是由于高频段时非理性源侧的母线电容阻抗变得非常小，使得注入扰动电流流向母线电容从而使得DC/DC输入侧扰动电流很小导致测量误差较大。图4.14电流单环下输入阻抗的幅相曲线f(Hz)图4.15双闭环下输入阻抗的幅相曲线本章分别研究了基于H注入和斩波注入两种应用于中大功率场合的阻抗测量装置的原理、特点及参数设计。通过分析比较，采用更易于工程实践的斩波注入法搭建扰动电流注入装置，对中大功率同步Buck变换器在不同控制方式下的输入输出阻抗进行测量，实验结果验证该注入装置的可行性。5阻抗测量技术的应用本文第三章和第四章介绍的阻抗测量方法不仅适用于DC/DC变换器，同样可以应用于AC/DC变换器直流端口。本章以PWM整流器为例推导其直流侧输出阻抗，并采用斩波注入法测量其阻抗以验证该推广的可行性。考虑到直流分布式系统中主要存在AC/DC与DC/DC、DC/DC与DC/DC两类级联系统，故本章以这两类级联系统为例将阻抗测量技术用于对直流分布式系统的稳定性分析，一方面可以评估分布式系统的稳定裕度，另一方面可以判别级联模块的稳定性。5.1PWM整流器的输出阻抗直流分布式系统中通常采用AC/DC整流器作为直流母线前端的源变换器8I,其作用是将系统的输入电压变换为直流母线电压，并给母线后端变换器提供能量。因此，AC-DC整流器的输出阻抗对直流母线的稳定性至关重要，本节以常规的双闭环控制PWM整流器为例，对其输出阻抗进行推导并通过测量验证推广的可行性。5.1.1PWM整流器的小信号模型如图5.1所示，给出了三相电压型PWM整流器的拓扑，其中，Ls为交流侧电感，r为电感寄生电阻，Cac为直流侧电容。usa、usb、ugc为网侧交流电压，iLa、itb、itcN图5.1三相电压型PWM整流器拓扑结构对其进行小信号化可得：D₄D₄ù-A+1十Ls±D。1Ls+rUdciii图5.2三相电压型PWM整流器小信号模型框图5.1.2PWM整流器闭环输出阻抗小信号模型虽然线性化，但存在复杂的耦合关系，通常采用简化的大信号模型来设计控制器以简化分析。但是为了精确推导系统的输出阻抗必须采用小信号模型，因此在设计完控制器后须返回小信号模型中。如图5.3所示，给出常规的利用大信号简化模型设计双闭环控制的系统框图[63]。电压控制器Gw(s)用于控制母线电压，电流控制器Gi(s)用于独立控制dq轴电流。为了提高系统动态性能，引入电流状态反馈解耦和电网电压前馈补偿。由于采用数字控制会带来的1.5拍时间延时，采样时间为T,图5.3常规PWM整流器双闭环控制原理框图路参数如表5.1所示。采用常规的前馈解耦的双闭环控制，控制器参数为：电流环6f(Hz)5.2基于阻抗测量的直流分布式系统稳定性分析5.2.1直流分布式系统的稳定裕度评估在典型的直流分布式系统中，前级源变换器为AC/DC整流器用于维持母线电压恒定，母线后级根据实际需求接入多个负载变换器。多变换器互联极易导致系统动态性能下降甚至不稳定，为此可以通过测量源、负载变换器的阻抗比来在线评估系统的稳定裕度，以确保系统有足够的稳定性能164]。图5.6AC/DC与DC/DC构成的两级级联系统结构图图5.6给出了一个简单的两级直流级联分布式系统，前级源变换器为PWM整流器