[精品论文]采用非接触互感器的自激式非接.doc

精品论文采用非接触互感器的自激式非接触谐振变换器严开沁，陈乾宏，侯佳，任小永，曹玲玲，阮新波5（江苏省新能源发电与电能变换重点实验室(南京航空航天大学)，南京 210016） 摘要：自激控制方法由于其控制方法简单，对系统参数变化的快速响应性，在非接触供电系 统中存在广阔的应用前景。而在自激控制的串/串补偿非接触谐振变换器中，副边电流相位 的检测存在困难，为解决这一问题，本文提出了测试绕组短路的非接触互感器。原理分析表 明，所提出的无源检测元件能够准确、快速地检测非接触变换器副边的电流相位，并反馈至10原边，且不受系统气隙变化的制约。为保证自激控制的准确性，本文对自激控制环路的相位 影响进行了分析及补偿。通过一台 60w 的采用非接触互感器的自激式非接触变换器的制作 与实验，验证了自激控制方法以及非接触互感器的正确性，其动态实验结果也证明了所述自 激控制方法能在一个周期内相应变换器参数变化。 关键词：非接触电能传输；自激控制；非接触互感器15中图分类号：tm 46self-oscillating contactless resonant converter with phasedetection contactless current transformeryan kaiqin, chen qianhong, hou jia, ren xiaoyong, cao lingling,20ruan xinbo(jiangsu key-laboratory of new energy generation and power conversion, nanjing universityof aeronautics and astronautics, nanjing 210016)abstract: a secondary winding shorted current transformer, called phase detection contactless current transformer (pdcct) is proposed to provide passive current phase detection solution for25s/s compensated self-oscillating contactless resonant converter (socrc). the proposed pdcct can detect the current phase from the secondary side of a contactless resonant converter and feedback to the primary side rapidly and accurately regardless of the variable air gap. to guarantee the operation of socrc, the time delay in control circuitry are studied and compensated. steady-state and dynamic experimental results on a 60w socrc with pdcct30show the validity of both the accurate detection of pdcct and the rapidly response of socrc.keywords: contactless power transfer; self-oscillating; phase detecting ccontactless current transformer0引言35非接触供电技术由于其特有的恶劣环境适应性、高安全性和方便性，在手机、人体植入 设备、电动汽车等移动设备供电场合1-8，油田、矿井、水下供电等环境恶劣场合9-11得到了 应用。非接触供电系统中参数的变化，尤其是非接触变压器参数上的变化，不仅会影响系统的 输出性能，还可能导致系统失控。因此需要采用合理的控制方法，并保证控制的稳定性和快40速性。变频控制方式(vf)是最为常用的控制方法12，但非接触变换器输出电压增益非线性， 变参数条件下，系统的工作频率范围宽，存在较大的环流损耗。文献2给出了脉宽调制基金项目：国家自然科学基金（51077069）；江苏省自然科学基金（bk2009372）；高等学校博士学科点 专项科研基金（20103218110013）作者简介：严开沁，（1989-），女，硕士研究生，主要研究方向为非接触能量供电系统。通信联系人：陈乾宏，(1974-)，女，教授，博士生导师，主要研究方向为功率因数校正变换器、磁集成技 术及非接触能量供电系统的研究。e-mail: - 11 -(pwm)+锁相(pll)的控制方法，pll 环路实现逆变器开关管的 zvs，pll 及 pwm 环路共同控制输出电压。虽然能够得到稳定的输出及较高的效率，但是 pwm 与 pll 环路耦合， 控制电路复杂；此外，系统参数的突变可能导致 pll 失锁。在大功率场合，变换器多采用45两级式，后级加入 boost 调压13，或是直接用开关管替代整流调压14-15。虽然这些调整能够 适应一定的参数变化，但是增加了变换器受电侧电路的复杂程度。16给出了一种新的输出 电压调节思路，通过控制原边电流得到固定的输出电压，但是必须满足副边完全补偿的条件。上述控制方法均属于他控方式，即通过检测控制量反馈至控制环路，虽然能准确控制被 控参数，但变换器参数的变化并不直接反应至控制环路中，响应速度较慢。17提出了自激50控制方法，通过检测变换器副边电流过零点，得到逆变器驱动信号，使得变换器工作在增益与负载无关的频率点。理论上，能够快速适应变换器的参数变化。 而在自激控制中，需要检测副边电流信息并反馈至原边，由于系统中气隙的存在，如何准确且快速地检测副边电流相位信息成为了制约自激控制方法应用的关键性问题。现广泛采 用有源的射频反馈18，而非接触供电系统本身存在受电侧供电限制，无源检测方式更为适55用。本文首先简单介绍了自激式串/串补偿非接触变换器的工作原理，提出了测试绕组短路 的非接触互感器，其能解决自激控制中的无源电流相位检测问题。之后，文章对自激控制环 路各环节的相位影响进行了分析和补偿。最后，相应实验结果验证了非接触互感器以及自激 控制方式的有效性，同时给出了动态测试电路，证明了自激控制的快速响应性。601自激式串/串补偿非接触谐振变换器及其特性分析为使本文更为完整，首先给出串/串补偿非接触变换器自激控制的推导以及实现。1.1 串/串补偿非接触谐振变换器图 1 给出了串/串补偿非接触变换器的电路拓扑，其中，vin 为直流供电电压，vo 为输出 直流电压，cp 为原边补偿电容，cs 为副边补偿电容，tr 为非接触变压器，n 为变压器副边65对原边的匝比，q1q4 为原边逆变器开关管，dr1dr4 为副边整流二极管，cf 为滤波电容，rl 为负载。图 1 串/串补偿非接触谐振变换器电路拓扑fig.1 s/s compensation topology70采用基波等效分析法，可以得到图 2 所示的基波等效模型。其中，ll1、ll2、lm 分别为非接触变压器原副边漏感及激磁电感，z1、z2 分别为原副边漏感与谐振电容的阻抗。逆变器 桥臂中点电压 vs 的基波成分 vab，等效负载 re、直流输出电压 vo 满足：v&= 4 v(1)ab inr = 8 re 2lv = v&o4ab(2)(3)若电路谐振参数满足完全补偿条件，即图 2 中 z1=z2=0，等效电路可简化为图 3，此时75 电压增益与负载无关（即为增益交点），非接触变压器副边电流 is 与 vab 同相。 由上可知，在完全补偿条件下，仅需保证 is 与 vab 同相，即可保证变换器工作在增益与负载无关的频率点。而非接触变压器气隙的变化会导致变换器参数的变化，完全补偿条件难 以满足，因此，需要讨论一般情况下，是否存在增益与负载无关的频率点，且该增益交点处 是否仍然存在 is 与 vab 同相的特性。80图 2 串/串补偿基波等效模型fig.2 equivalent circuit of s/s compensation图 3 全补偿时的等效电路fig.3 equivalent circuit when full compensated1.2 增益特性根据图 2 易得变换器的电压增益：mp s e mvg ( ) = vo =n(4)vinz1 + j lm + 其中， = 4 c c (n 2 l2j l j 3c c r l-l l )+ 2 (l c +l c )-1 = 4 l c l c (k 2 -1)+ 2 (l c +l c )-1p s m p s p p s s p p s s p p s s85 当=0 时，gv 与 re 无关，对应两个频率点： 2 + 2 - ( 2 + 2 )2 -4(1-k 2 )2 2 2 l =pspsp s2(1-k 2 )(5) 2 + 2 + ( 2 + 2 )2 -4(1-k 2 )2 2 2 = pspsp ssh2(1-k 2 )(6)其中， p =1l p c p， =1ls cs相应的电压增益为：gv ( l )=1+nz1j l lmgv ( h )=1+nz1j h lm(7)这两个频率点对应的电压增益与负载无关，但与电路的谐振参数及激磁电感的大小有 关。90 1.3转移阻抗特性为便于分析 is 与 vab 的相位关系，选择变压器的互感模型进行分析，等效电路如图 4。 定义：z m = j m = j nlm(8)根据 kvl 定律可得：z p =j l p +1j c pz s =j ls +1j c s(9) z p i&p -z m i&s =v&a b-z m i&p +(z s +re )i&s = 0(10)逆变器对上述方程进行化简，则可得到该二端口网络的转移阻抗为：llj ( 2 l l - p - s +1 - 2 n 2 l2 )+( l - 1 )rv&z(z +r)-z 2p s cc 2 c cm p c e(11)z 21 =ab =i&p s e m =zs p p s pn ls m m95 若需满足 is 与 vab 同相，则式（11）中转移阻抗虚部为零，即：l 1l 2 l l - p - s +- 2 n 2 l2 = 0p s cc 2 c c m(12)2经进一步化简，可得：spp s=0 c p cs(13)100其中， 的定义与前面相同，因此，l、h 即为上述方程的解。把 l、h 带入式（11），可以发现 l 对应的转移阻抗始终小于零，即在该频率点工 作时，vab 与 is 的相位相差 180；h 对应的转移阻抗始终大于零，即在该频率点工作时， vab 与 is 同相位。由上可知，在非完全补偿条件下，增益交点处的相位关系仍然成立，而 h 处，电路接 近于完全谐振，且变换器的输入阻抗呈弱感性，有利于实现逆变器开关管的 zvs，因此选 择 h 为自激工作频率。图 4 串/串补偿互感模型fig.4 mutual inductance model for s/s compensation1.4自激控制框图图 5 串/串补偿自激控制框图整流桥fig.5 control diagram of s/s compensated socrc105110变换器工作时，副边电流接近于正弦，因而可以通过检测副边电流 is 来控制逆变器的工 作，使得变换器自激工作在 h 处。当 is0 时，控制逆变器桥臂中点电压 vs0，当 is0 时， 控制 vs rcs ，此时，式（17）可简化为：j n n 2 li& = 1 2 3 i&(19)221 3cs2j n 2 ( l + n 2 l ) + r 1若此时，有 n2(l+ n2 l ) r ，则 i1、i2 及 vc 互成线性关系，三者相位始终保持一致，仅2 2 1 3 cs140145150需检测 vc 的相位信息即可反映 i1 的相位。 把非接触互感器应用到自激式非接触变换器中，系统框图如图 9 所示。3控制环路相位影响图 9 中的控制环路为多级式，非接触互感器、过零比较以及隔离驱动环节均可能存在相 位偏差，这会导致自激频率的偏差，影响系统输出特性，因而需要对各级进行分析，为补偿 提供依据。3.1非接触互感器相位影响非接触互感器环节的相位影响主要来源于两个方面：非接触变压器磁场干扰以及非接触 互感器中寄生电阻的影响。对于非接触变压器与非接触互感器磁场耦合对检测结果带来的影响，可以采用铝板等磁 屏蔽材料隔离磁场干扰。图 10 含寄生电阻的测试绕组短路的电流互感器fig.10 equivalent circuit of pdcct with parasitic resistors图 11 含寄生电阻的非接触互感器向量图fig.11 victor diagram of contactless current transformer with parasitic resistors对于非接触互感器中寄生电阻带来的相位影响，可通过分析得到。假设寄生电阻集总分布，有如图 10 所示的等效电路，测试绕组短路电流 i2 及检测电阻端电压 vc 的表达式如下：i&2 =j m 1 i&1 2 m 2(20)r2 + j ( ls _ 1+ l p _ 2) + 2 j rcs + r3 + rcsv&c= j m 2 i&2 rcs j ls _ 2 + r3 + rcs (21)155160165其中，m1、lp_1、ls_1 为电流互感器 1 的互感，一次侧自感和二次侧自感；m2、lp_2、ls_2 为电流互感器 2 的互感，一次侧自感和二次侧自感；r1、r2、r3 为电路中的寄生电阻。 由于式（20）、式（21）无法直观地看出线路中寄生电阻对相位的影响，因此绘制出了如图 11 所示的电路向量图。其中，检测电阻端电压 vc 超前于待测电流 i1，寄生电阻 r1 对相 位超前不产生影响，寄生电阻 r2、r3，检测电阻 rcs 加重了该相位超前。3.2驱动及其它环节相位影响由于驱动及过零比较环节对相位的影响与变换器的工作频率有关，因此这里选择以绝对 时间延迟进行分析。为降低控制环路的时间延迟，采用 ir2110 隔离驱动，采用运放及比较 器形成过零比较单元，这两个环节的时间延迟见表 1。表 1 控制环节时间延迟tab.1 time delay of control blocks控制环节 过零比较环节驱动隔离环节 时间延迟/ns 1004001703.3 相位补偿环节由表 1 可知，在不考虑非接触互感器下，驱动隔离环节的时间延迟是比较大的，因此需 要加入相位补偿环节。相位补偿环节可以采用如图 12 所示的 rc 电路，也可以采用 dsp 等 数字芯片实现。图 12 采用 rc 电路的相位补偿环节fig.12 rc compensator4实验验证图 13 非接触互感器安装方式fig.13 placement of pdcct4.1技术指标及功率器件表 2 设计指标tab.2 design specification175输入直流电压/v 输出直流电压/v 输出功率/w 负载范围/30 24 1260 9.648表 3 变换器元件列表tab.3 components list of the converter电路器件 种类 原边开关管 q1q4 fb3307谐振电容 cp 28.2nf谐振电容 cs 33nf整流二极管 dr1dr4 b40250tg滤波电容 cf 820uf/200v非接触变压器 铁氧体 3f3 平面 e 型磁芯 64/10/50 np=19 匝 ns=17 匝测试绕组短路的电流互感器铁氧体 3f3 平面 e 型磁芯 43/10/35 np=4 匝 ns=4 匝紧耦合的电流互感器 np=1 匝 ns=100 匝 rcs=820180本文根据表 2 的设计指标搭建了采用非接触互感器的自激式非接触变换器的原理样机，采用的器件见表 3，非接触互感器与非接触变压器的摆放位置如图 13，两者气隙相同。4.2非接触互感器实验结果图 14 分别给出了非接触互感器在 10mm 以及 20mm 气隙下的波形，由图可知，待测 电流 i1（即 is），测试绕组短路电流 i2 以及检测电阻端电压 vc 基本同相，证明了非接触互 感器电流相位检测的有效性。185190(a) 10mm 气隙 (b) 20mm 气隙 图 14 非接触互感器波形fig.14 waveforms of pdcct由于波形中难以看出非接触互感器的相位超前，这里采用 lcr 测试仪在气隙为 10mm时，对图 10 所示参数进行了测试，参数值见表 4，系统的工作频率约为 200khz。根据式（20）、（21）计算可知 vc 超前于 i1 的相位约为 3.65，对应的时间约为 50ns，误差很小。表 4 非接触互感器参数测试结果tab. 4 measured parameters of pdcctlp_1/hls_1/hm1/hlp_2/hls_2/mhm2/hr1/r2/r3/2.592.7850.74.1414100.08530.0810.234.3 自激式非接触谐振变换器实验结果图 15 变换器电压增益计算结果 fig.15 calculated frequency response of input-to-output voltage gain of the converter图 16 变换器电压增益实测结果fig.16 measured frequency response of input-to-output voltage gain of the converter195200图 15、图 16 分别给出了该变换器在 10mm 以及 20mm 气隙下开环电压增益的理论计算曲线和实测曲线，两者相吻合，上文所建立的等效电路模型是合理的。 自激控制闭环后，系统在 10mm 及 20mm 气隙下的稳态波形如图 17 所示，其中 vs 为原边逆变器桥臂中点电压，i1 为原边电流，i2 为副边电流。稳态工作时，副边电流 i2 基本与逆变器桥臂中点电压 vs 同相，且电路的工作频率接近于图 16 中的 fh_kmax(10mm)及fh_kmax(20mm)。精品论文为了验证自激控制方法对参数变化的响应速度，采用如图 18 所示的实验电路模拟气隙的变化。通过切入或是切出电感 ll(10h)来模拟主变压器参数变化，对应的动态波形如图19 所示，采用的开关管型号为 irf530n。虽然在开关时刻电路中的电流存在突变，但是电(a) 10mm 气隙，输出功率 55w (b) 10mm 气隙，输出功率 30w (c) 10mm 气隙，输出功率 13w(d) 20mm 气隙，输出功率 60w (e) 20mm 气隙，输出功率 30w (f) 20mm 气隙，输出功率 13w图 17 变换器电压增益实测结果fig.17 measured frequency response of input-to-output voltage gain of the converter图 18 动态响应测试电路fig.18 testing circuit for dynamic responseis:2a/divtime:2.5 s/divgs1、gs2:10v/divvs:10v/divip:2a/div(a) 切除 ll (b) 切入 ll图 19 系统动态响应fig.19 dynamic response of socrckmax kmid kmin0.930.910.89效率0.870.850.83图 20 变换器负载调整率0.810.790.511.522.5io(a)图 21 变换器效率fig.20 load regulation of socrcfig.21 measured efficiency of socrc205210215220225230235240245250流过零点不会丢失，电路自激工作频率能在一个周期内切换。图 20 给出了变换器的负载调整率，忽略线路电阻的压降，变换器的输出与负载无关。 需要指出的是，气隙 20mm（对应 kmin）轻载时，副边电流谐波含量较大，副边电流过零点 与电流基波过零点差别较大，因而输出电压有明显上升。图 21 给出了变换器的效率曲线，10mm 气隙下效率达 89.2%，20mm 气隙下效率达 84%。5结论本文简单介绍了自激控制的原理，提出了测试绕组短路的非接触互感器，其能准确而快 速地检测非接触供电系统副边的电流相位信息，并反馈至系统原边，为自激式谐振变换器的 电流相位检测提供了解决方案，给出了控制框图。之后，为保证自激工作的准确性，对控制 环路的相位影响进行了分析和补偿。最后，完成了一台 60w 采用非接触互感器的自激式谐 振变换器，最终的稳态及动态试验结果证明了非接触互感器的准确性以及自激控制的快速响 应性。样机在 10mm 气隙下效率达 89.4%，20mm 气隙下达 84%。参考文献 (references)1 chen chingmu，shiao yingshing，chan tungjung，et aldevelopment of a universal contactless charger for handheld devicescieee international symposium on industrial electronics，cambridge，20082 chen qianhong，siu chung wong，chi k.tse，et alanalysis，design，and control of a transcutaneous powerregulator for artificial heartsjieee trans. on biomedical circuits and systems，2009，3(1)：23-313 s.raabe，g.a.covic，j.t.boys，et alpractical considerations in the design of multiphase pick-ups for contactless power transfer systemsciecon，porto，20094 jin huh，gyu-hyeoung cho，changbyung park，et alhigh performance inductive power transfer system withnarrow rail width for on-line electric vehiclescecce，2010，647-6515 曹玲玲，陈乾宏，任小永，等电动汽车高效率无线供电技术的研究进展j电工技术学报，2012，32(12)：155-1606 wu hao，chen qianhong，ren xiaoyong，et alana-lysis，design and control of a double-input contactless resonant convertercecce，ralgieh，20127 王路，陈敏，徐德宏，等磁悬浮列车非接触紧急供电系统的工程化设计j电机工程学报，2007，27(18)：67-708 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