基于全桥移相的双极性输出DC-DC变换器的研究毕业设计（含开题报告、外文翻译） .docx

本科毕业设计（论文）基于全桥移相的双极性输出dc-dc变换器的研究王金彪燕 山 大 学2012年 6 月 本科毕业设计（论文）基于全桥移相的双极性输出dc-dc变换器的研究学 院： 里仁学院 专 业： 应用电子 学生 姓名： 王金彪 学 号： 081203031077 指导 教师： 张纯江 答辩 日期： 2012年6月17日 燕山大学毕业设计(论文)任务书学院：电气工程学院 系级教学单位：电气工程及其自动化系学号81203031077学生姓名王金彪专 业班 级应电08-4题目题目名称基于全桥移相的双极性输出dc/dc变换器研究题目性质1.理工类：工程设计 （ ）；工程技术实验研究型（ ）；理论研究型（ ）；计算机软件型（ ）；综合型（ ）。2.文管类（ ）；3.外语类（ ）；4.艺术类（ ）。题目类型1.毕业设计（ ） 2.论文（ ）题目来源科研课题（ ） 生产实际（ ）自选题目（ ） 主要内容将200v300v的直流电变换为425v的双极性直流电。设计全桥移相主电路和控制系统，建立数学模型，设计pi调节器参数，实现闭环控制保证输出电压稳定。(1) dc/dc变换器主电路工作原理的分析和参数设计，利用仿真工具优化系统参数；主电路功率器件实现软开关。(2) 设计闭环控制系统实现稳定的425v输出，进行系统闭环仿真。基本要求输入电压：200-300v（dc） 输出电压：425 v（dc）输出电压稳定度：1% 输出功率：10kw 开关频率：20khz 撰写论文1本（不少于2万字，字迹工整、语言流畅、图表规范），标准a0图纸一张。参考资料1、电力电子技术（第四版）3、ieee transactions on power electronics4、ieee transactions on industry application5、电工技术学报、中国电机工程学报、电力电子技术、电气传动等周 次14周58周912周1316周1718周应完成的内容查阅资料，学习理论知识。了解题目概况、工作原理及系统构成完成主电路和控制电路方案选择，对所设计系统进行理论分析系统参数设计与仿真研究系统仿真实验研究整理实验数据，并与理论比较，撰写论文指导教师：张纯江职称：教授 2012年1月13日系级教学单位审批： 年 月 日摘要摘要移相全桥软开关电路由于把pwm控制技术与软开关技术结合在一起，在中大功率变换器中应用非常广泛。本文研究了以全桥变换器作为主电路拓扑、以芯片uc3875作为主控芯片、以移相全桥方式作为控制方案的移相全桥软开关dc/dc变换器。该变换器输入电压为200300vdc，输出电压为425vdc.本文从电路拓扑选择，控制方案入手，通过理论分析和仿真计算，设计了该变换器。为了使变换器具有良好的动态和静态特性，变换器必须实现闭环控制。本文采用电压反馈的闭环控制，提高了变换器的动态性能和稳态性能。本文在理论分析的基础上对该变换器进行了仿真研究，建立了该变换器的小信号模型，设计了该变换器主电路、控制电路和闭环反馈环节等各项参数。本文基本上达到了任务书要求。关键词 移相全桥；软开关; 闭环控制i 燕山大学本科生毕业设计（论文）abstractphase-shifted full-bridge soft-switching circuit which combined pwm control technology and the soft-switching technology, was widely used in the power converters. the paper focuses on a 200300vdc/425vdc，phase-shifted full-bridge soft switched dc/dc converter with uc3875 as its kernel controllerto achieve the goal，a converter is designed based on the selection of the main circuit topology and the control method through theoretic analyzing and simulationto achieve a good performance both statically and dynamically, closed loop control method has to be appliedthe paper takes advantage of a voltage closed-loop control mode and improves the static and dynamic performance of the converter. based on the analyzing of the theory ,small signal converter model are built and the parameters of main circuit，control circuit and closed-loop part are designed through simulationsome performances of the converter are also analyzed in the simulationtherefore，the paper basically commitments to the requirements.keywords shift-phase full-bridge ; soft-switching ;closed loop control methodii 目 录摘要iabstractii第1章 绪论11.1 课题背景11.2 开关变换器的分类11.3 常见开关变换器的比较21.4 软开关直流变换器的发展31.5 本次研究的主要内容5第2章 移相全桥dc-dc变换器的工作原理62.1 移相全桥变换器的基本结构和主要电量62.2全桥dc-dc变换器的控制策略72.3移相全桥软开关dc/dc变换器的基本工作原理102.4移相全桥变换器小信号模型的建立172.5本章小结21第3章 移相全桥dc-dc变换器的主电路设计与开环仿真223.1 主电路拓扑选择223.2 主电路参数设计233.3 主电路仿真分析243.3.1 matlab简介243.3.2 开环仿真电路的建立243.3.3 开环仿真波形253.4 本章小结27第4章 移相全桥dc-dc变换器控制电路设计与闭环仿真284.1 控制电路的设计284.2 主要芯片介绍284.2.1 uc3875芯片的引脚简介和功能简介284.2.2 ir2110芯片的简介344.3 控制电路及驱动电路384.4 闭环仿真404.5 本章小结41结论42参考文献43致谢45附录146附录252附录356附录466附录572iii第1章 绪论第1章 绪论1.1 课题背景电力电子技术是20世纪后半叶诞生和发展的一门崭新的技术。电力电子技术广泛应用于工业自动化、电力系统、现代军事、交通运输、航空航天以及新能源系统等。如何提高电源的质量和可靠性，减小电源的体积，减轻电源的重量，一直是倍受人们重视的研究课题。能源危机之后，各种新能源、可再生能源及新型发电方式越来越受到重视。其中太阳能发电和风力发电的发展较快。但是，这些发电方式容易受环境的制约，发出的电力质量较差，通常需要储能装置缓冲，需要改善电能质量，这就需要应用到相关的开关变换器技术等。1.2 开关变换器的分类开关变换器是电能转换的核心装置。按转换前后电能的种类，开关变换器可分为四类：(1)直流变换器(dc-dc），将一种直流电能转换为另一种或是多种直流电能的变换器，是直流开关电源的主要部件；(2)逆变器(dc-ac），将直流电能变换为交流电能的电能变换器，是交流开关电源和不间断电源的主要部件；(3)整流器(ac-dc)，将交流电转换为直流电的电能变换器；(4)交交变频器(ac-ac)，将一种频率的交流电转换为另一种频率可变的交流电，或是将一种频率可变的交流电转换成某一种频率的交流电的电能变换器。这四类变换器可以是单向的也可以是双向的。直流变换器按照其输入端与输出端是否电气隔离可分为两类：非隔离型变换器和隔离型变换器。非隔离型变换器按照开关器件个数分为单管、双管和四管变换器三类。单管变换器有六种，即降压式(buck)变换器、升压式(boost)变换器、升降压式(buck/boost)变换器、cuk变换器、zeta变换器和sepic变换器。在这六种单管变换器中，buck和boost变换器是最基础的，另外四种是从其中派生的。隔离型变换器采用变压器实现隔离，不仅实现输入输出间的电气隔离，还可以实现电压变换和多路输出。隔离型变换器也可以按照开关器件个数分类。单管的有正激(forward)和反激(fly back)变换器两种。双管的有双管正激(double transistor forward)和双管反激(double transistor fly back)、半桥(half-bridge)和推挽(push-pull)变换器，四管的是全桥(full-bridge)变换器。在开关器件电压电流定额相同的条件下，变换器的输出功率和所用开关管的个数成正比，即四个管的变换器输出功率最大，单管变换器输出功率最小。1.3 常见开关变换器的比较开关变换器是的优点是输入电压范围宽、转换效率高、功率密度大；缺点是输出纹波大，易产生电磁干扰。按照开关管的数量和器件的组成结构来看，多数开关变换器的种类的适用功率范围和其他设计特性如表1.1所示表1-1 常见的pwm开关变换器的住拓扑比较拓扑功率范围/wvin范围/v输入输出隔离典型效率(%)相对成本buck电路01000540无701.0boost电路0150540无801.0buck-boost电路0150540无801.0正激式电路01505500有781.4反激式电路01505500有801.2推挽式电路1001000501000有752.0半桥电路100500501000有752.2全桥电路4002000+501000有732.5开关电源的硬开关方式，因开关损耗大，限制了开关频率的提高。90年代中期出现了软开关技术能使得开关电压和电流波形不交叠，大大降低了开关损耗，较好地解决了这个矛盾。软开关技术扩大了各种dc/dc变换器的输出功率范围，促进了开关电源高效率和轻型化。随着电子技术的不断发展与创新，开关电源产业有着广阔的发展前景，开关电源的干扰和性价比也正在不断地得到改善。1.4 软开关直流变换器的发展高频化、小型化、轻量化是现代开关变换器的发展趋势。而开关变换器中的开关管一般工作在硬开关状态，在开关过程中容易产生开关损耗(switching loss)，并且随着频率的增加成正比增加，严重影响变换器的转换效率和功率密度的提高。而且开关频率越高，电磁干扰(electromagnetic interference，emi)愈严重，容易使开关管开关轨迹超出安全工作区而损坏。为了减小变换器的体积和重量，必须实现高频化。要提高开关频率，必须解决上述开关管的硬开关问题，因此，软开关技术就应运而生，并广泛应用在半桥、全桥变换器中。近几十年来，软开关技术已得到很大的发展，而且一直是开关变换器的主要研究方向之一。软开关变换器的主要发展过程如下表1.2。表1-2 软开关技术发展过程提出时间软开关技术开关电源中的应用20世纪70年代串联或并联谐振半桥或全桥20世纪80年代初有源钳位zvs主要是单端20世纪80年代中准谐振或多谐振单端或桥式20世纪80年代末zvs/zcs-pwm单端或桥式20世纪80年代末移相全桥zvs-pwm全桥20世纪90年代初zvt/zct-pwm移相全桥混合zvs/zcs-pwm全桥软开关电源的变换技术一般可以分为以下几类：(1)全谐振变换器，一般称之为谐振变换器(resonant converters)。该类变换器实际上是负载谐振型变换器，按照谐振元件的谐振方式，分为串联谐振变换器(series resonant converters，srcs)和并联谐振变换器(parallel resonant converters，prcs)两类。按负载与谐振电路的连接关系，谐振变换器可分为两类：一类是负载与谐振回路相串联，称为串联负载(或串联输出)谐振变换器(series load resonant converters，slrcs)；另一类是负载与谐振回路相并联，称为并联负载(或并联输出)谐振变换器(parallel load resonant converters，plrcs)。在这类变换器中，谐振元件一直谐振工作，参与能量变换的全过程。该变换器与负载关系密切，对负载的变化很敏感，一般采用频率调制的方法。(2)准谐振变换器(quasi-resonant converters，qrcs)和多谐振变换器(multi-resonant converters，mrcs)。这类变换器的特点是谐振元器件参与能量变换的某一个阶段，不是全程参与。准谐振变换器分为零点流开关准谐振变换器(zero-current-switching quasi-resonant converters，zcs qrcs)和零电压开关准谐振变换器(zero-voltage-switching quasiresonant converters，zvs qrcs)。多谐振变换器一般实现开关管的零电压开关。这类变换器需要采用频率调制控制方法。在谐振变换器中，输出电压的调节是通过调节开关频率实现的，当负载和输入电压在大范围内变化时，开关频率也需要大范围的变化，这使得变压器和滤波器的优化设计变得很困难。为此，提出了zvs-pwm变换器和zcs-pwm变换器。(3)零开关pwm变换器(zero switching pwm converters)。它可分为零电压开关pwm变换器(zero-voltage-switching pwm converters)和零点流开关pwm变换器(zero-current-switching pwm converters)。该类变换器是在qrcs的基础上，加入一个辅助开关管，来控制谐振元件的谐振过程，实现恒定频率控制，即实现pwm控制。与qrcs不同的是，谐振元件的谐振工作时间与开关周期相比很短，一般为开关周期的1/10-1/5。在零开关pwm变换器中，谐振电感串联在主功率回路中，因此电路中总是存在着很大的环流能量，这不可避免的地增加了电路的通态损耗；另外，电感储能与输入电压和输出负载又很大的关系，这使得电路的软开关条件极大地依赖于输入电源和输出负载的变化。为了解决这些问题，零转换pwm变换器被提出。(4)零转换pwm变换器。它可分为零电压转换(zero-voltage transform，zvt)pwm变换电路和零电流转换(zero-current transform)pwm变换电路，它的特点是辅助谐振电路只是在主开关管开关时工作一段时间，实现开关管的软开关，其他时间停止工作。这类变换器电路中环流能量被自动地保持在较小的数值，且实现软开关的条件与输入电压和输出负载的变化无关。有源钳位软开关变换器。在开关电源的开关管上并联钳位电路，可以抑制开关管上的电压应力。有源钳位软开关电源变换器，在开关管关断时可以吸收浪涌能量，在开关管导通时，能将吸收的能量回馈入电网。有源钳位zvs变换器可应用于正激和反激等多种开关电源中。广义软开关pwm变换器。它利用吸收网络以减小开关损耗，“软化开关过程，可降低du/dt或di/dt，使开关管电压和电流在开关过程中交叠的面积减小，大幅度降低开关损耗，有人称之为广义软开关技术。1.5 本次研究的主要内容 在许多场合需要将单极性输出的直流电变换为双极性输出的直流电。如光伏发电中，光伏电池的输出是不稳定单极性的直流电，而后级逆变器的输入需要稳定的双极性的直流电，并且需要实现直流电压的升降。移相全桥软开关电路由于把pwm 控制技术与软开关技术结合在了一起，所以在中大功率变换器中应用非常的广泛。移相全桥电路作为目前应用最广泛的软开关电路之一，它的特点是电路很简单，同硬开关相比，并没有在开关管上增加辅助开关等原件，而是仅仅增加了一个谐振电感，就是电路中四个开关期间都在零电压的条件下开通。因此，设计一个基于全桥移相的双极性输出的 dc/dc变换器就可以很好地解决光伏电池输出从单极性到双极性。43第2章 移相全桥dc-dc变换器的工作原理第2章 移相全桥dc-dc变换器的工作原理2.1 移相全桥变换器的基本结构和主要电量移相全桥pwm dc-dc变换器是较早出现的一种全桥软开关变换器，它是利用功率开关管的寄生电容或外接电容和变压器的漏感或原边串联电感作为谐振元件，使四个开关管实现零电压开通和零电压关断(也称准零电压关断)，其电路结构和主要电量波形分别如图2-1和图2-2所示。图2-1基本电路结构 图2.1.1中，是直流输入电压； 是四个主功率开关管；分别是的驱动信号；和分别是的反并联二极管和并联电容；是变压器原边串联的谐振电感，包括变压器的漏感；是变压器原边的隔直电容，用以防止变压器直流偏磁现象发生；t为高频变压器；、是变压器副边的整流二极管；和分别是输出滤波电感和滤波电容；是负载。图2-2 主要电量波形图2.2全桥dc-dc变换器的控制策略全桥dc-dc变换器的控制策略共有三种，现简述如下：全桥变换器为了得到输出端的脉宽调制电压，实际上只需在变压器副边得到一个交流方波电压。为了得到这个电压，最传统的方法就是互为对角的开关管导通和关断都是同时进行，每只开关管导通时间小于半个周期。第一种是最传统的方法，这也是人们常说的“双极性控制”。互为对角的开关管导通和关断都是同时进行的方式，其门极信号的时序波形图如图2-3所示。两只对角开关管开通、关断同时进行，开通时间长度为小于0.5dt (d为占空比，t为开关周期)。图2-3 全桥变换器的传统pwm控制方式实际上，互为对角的开关管的开通或关断不一定要在同一时刻完成。根据两组桥臂导通时间的不同，可以得到一组不同的控制策略，即为第二种和第三种控制策略。第二种控制策略“有限双极性控制”，有两种情况：第一种情况是两只对角开关管同时开通，但不同时关断.这种情形下，其中一个管子的导通时间长度仍由0.5dt决定，但另一只管子却推迟关断时间，最多可以到接近0.5t处关断。这就是所谓的“有限双极性控制”的其中一类情况，可能的实现方式有两种，如图2-4所示。图2-4 有限双极性控制方式（一）图2-5 有限双极性控制方式（二）图2-6 移相控制方式第二种情况是两只对角开关管同时关断，但是不同时开通。这种情形下，其中一个开关管的导通长度仍由0.5dt决定，但是另外一只开关管却将导通时间提前，使得导通时间提前，使得导通时间延长（最多可以到接近0.5dt）。这就是所谓的“有限双极性控制”的另外一种情况，可能的实现方法也有两种，如图2-5所示。第三种控制策略是“移相控制”。两只对角的开关管开通、关断都不同时进行，其中一个先开通先关断，而另一只则后开通后关断。如果每个开关管的导通时间都能达到0.5t，就是“移相控制方式”。这种控制策略是本次设计采用的控制方式，如图2-6。与常规的pwm变换器相比，移相全桥pwm变换器具有很明显的优势，主要特点是利用变压器漏感及开关管结电容谐振，在不增加额外元器件的情况下，通过移相控制方式，使功率开关管实现了零电压导通和关断，减小了开关损耗，保持了恒频控制。其主要缺点是:滞后桥臂开关管在轻载下将失去零电压开关功能，次边存在较大的占空比丢失，开关管的开关为硬开关，开管损耗大。2.3移相全桥软开关dc/dc变换器的基本工作原理移相全桥zvs pwm(fb ps-zvs-pwm)变换器利用变压器的漏感或是在高频变压器的原边串联的电感和功率管的寄生电容或外接电容来实现零电压开关，电路的主要拓扑及波形如图2-1所示，其中为谐振电感，它包括变压器的漏感和外接电感；以分别是四个功率管的寄生电容或是外接电容；分别是四个功率管的寄生二极管。图2.1.2是功率管的四个驱动信号及主要工作波形，每组桥臂的两个功率开关管成180互补导通，两组桥臂之间的导通角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角的大小来调节输出电压。和分别领先于和一个相位，所以称和组成的桥臂为领先桥臂，和组成的桥臂为滞后桥臂。图2-7 开关模态0时的工作状态图2-8 开关模态1时的工作状态 图2-9开关模态2时的工作状态图2-10开关模态3时的工作状态图2-11 开关模态4时的工作状态图2-12 开关模态5时的工作状态图2-13开关模态6时的工作状态在一个开关周期中，移相控制zvs pwm dc/dc全桥变换器有12种开关状态。在分析之前，做出如下假设：所有开关管，二极管为理想器件，所有电容，电感和变压器为理想元件。各开关状态的工作情况描述如下：(1) 开关模态0在时刻之前，开关管和维持导通，和截止，相当于电源电压直接加在变压器原边对其进行充电，电网的能量不断转化为磁能储存于电感线圈和送到负载，表现为原副边电流的不断增大。原边电流由电源正经由，谐振电感，变压器原边绕组以及，最后回到电源负级，在t0时刻原边电流达到最大值。这时副边电流回路是：副边绕组的正端，经整流管，输出滤波电感，输出滤波电容与负载，回到副边绕组的负端。如图2-7所示。在此时间段内： (2-1)可得： (2-2)由于 n为变压器原副边匝数之比，上式可以简化为： (2-3)(2)开关模态1，在时刻关断，原边电流从中转移到和支路中，给充电，同时放电。由于有和，是零电压关断。这段时间内谐振电感和滤波电感是串联的，而且很大，因此可以认为原边电流近似不变，类似一个恒流源。原副边的电流回路如图2-8所示。此时对电路有： (2-4)即： (2-5) (2-6)在时刻，的电压上升到，的电压下降到零，的反并联二极管自然导通。从而结束该模态。此模态经历的时间为： (2-7)q1和q3之间的导通延迟时间，即 (2-8)(3) 开关模态2，开通后,开通。虽然被开通，但并没有电流通过，原边电流由流过。由于是在导通时开通，所以是零电压开通。原副边的电流回路如图2-9所示。在这段时间里，原边等于折算得到副边的滤波电感电流。时刻，原边电流下降到。(4) 开关模态3，时关断。原边电流由，两条途径提供，即原边电流ip用来抽走上的电荷，同时又给充电。由于和的存在，是零电压关断。此时，的极性自零变为负，变压器副边绕组电势下正上负，整流二极管同时导通，将变压器副边绕组短接，这样变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，直接加到谐振电感上。这段时间里实际上谐振电感和、在谐振工作。在时刻，当电压上升到，自然导通，这一模态结束。原副边的电流回路如图2-10所示：这段时间里实际上谐振电感和、在谐振工作。由电路结构可得： (2-9) (2-10)即： (2-11)令，解得： (2-12) (2-13)令，则有： (2-14) (2-15)在时刻，电压上升至，电压下降到零，自然导通，开关管和的导通延迟时间t4： (2-16)(5) 开关模态4，在时刻，自然导通，将的电压箝在零位，此时开通，是零电压开通。虽然此时已经开通，但不流过电流，原边电流从流通。原边谐振电感的储能回馈给输入电源。由于副边两个整流管同时导通，因此变压器副边绕组的电压为零，原边绕组电压也为零，这样电源电压v1加在谐振电感的两端，原边电流线性下降。当原边电流下降到零，二极管和自然关断，中将流过电流。从而结束这一时间段。原副边的电流回路如图2-11所示。(6) 开关模态5，原边电流由正值过零，并且向负方向增加，此时，为原边电流提供通路。由于原边电流还不足以提供负载电流，负载电流还是由两个整流管提供回路，因此原边电流还是为零，加在谐振电感两端电压是电源电压，原边电流反向增加。原副边的电流回路如图2-12所示。由于原边电流还不足以提供负载电流，负载电流还是由两个整流管提供回路，因此原边电流还是为零，加在谐振电感两端电压是电源电压。回路方程为： (2-17)解得 (2-18)到t5时刻，原边电流达到折算到原边的负载电流值时，该开关模态结束。(7) 开关模态6，在这段时间里，电源给负载供电，原边电流增加。在时刻，关断，移相全桥变换器开始另半个周期的工作，其工作过程类似于上述的半个周期。这就是移相全桥zvs变换器的工作过程。2.4移相全桥变换器小信号模型的建立一般建立dc/ dc 变换器的小信号模型的方法是状态空间平均法，但对于移相全桥pwm dc/dc变换器来说，用状态空间平均法建模是一项十分复杂的工作。因为这种变换器具有12种开关状态，因此列写状态空间方程式是一个非常复杂的工作。根据移相全桥pwm dc/dc 变换器源于buck 变换器的事实，从电路工作的描述中可以看出变压器副边的有效占空比，不仅依靠变压器原边电压的占空比而且依靠输出滤波电感电流，漏感，输入电压和开关频率，所以移相全桥变换器小信号传递函数也将取决于漏感，开关频率，滤波电感电流扰动，输入电压扰动，与变压器原边占空比扰动等因素。为了精确地建立移相全桥变换器的动态特性模型，找出，和对的影响是必要的。这些影响可以加入到pwm buck 变换器的小信号电路模型中，从而获得移相全桥pwm 变换器的小信号模型。图2-14 buck 变换器的小信号模型由于谐振电感和变压器副边整流二级管的影响，移相全桥变换器存在占空比丢失的现象，副边占空比为： (2-19)移相全桥变换器输出电压增益为： (2-20)其中，n 为变压器副边匝数与原边匝数的比值；为电感电流平均值。下面通过式(2-19)来分析对产生影响的因素。(1) 占空比扰动 对的影响由式(2-19)可得 (2-21)即占空比扰动对的影响可以近似为。(2) 滤波电感电流扰动对的影响 (2-22)这里，负号表示在原边占空比保持不变的情况下，如果滤波电感电流增加，将减小，从而降低输出电压，这种影响等效于一个电流负反馈作用。(3) 输入电压扰动对的影响 (2-23) 当时，则有 (2-24)把上述结果加到buck 变换器的平均小信号电路模型中，也就是通过用的总的变化来代替在buck 变换器小信号模型的从而获得移相全桥zvs 变换器的小信号模型。 (2-25),的作用由两个受控源来表示，的作用由两个独立源来表示。需要强调的是，来源于电路本身（即和的扰动）且不被控制电路控制。移相全桥变换器小信号模型中显示buck 变换器模型是移相pwm 模型的特例。图2-15 移相全桥zvs变换器的小信号模型可进行小信号分析，推导出移相全桥zvs 变换器的主电路传递函数。(1)输出滤波器的传递函数为： (2-25)设，则输出滤波器的输入阻抗为： (2-26)输出滤波器的输出阻抗为： (2-27)(2)控制对输出电压的传递函数：当不考虑输入电压变化量时，即时， (2-28)则由公式（2-25）可导出： (2-29)上式即为移相全当桥zvs 变换器的输出电压对输入占空比的传递函数。(3)控制对滤波电感电流的传递函数：若忽略滤波电容的串联电阻，则有 (2-30)式中，此即为电流环功率的传递函数。变换器负载的传递函数为 (2-31)2.5本章小结本章首先介绍了移相全桥变换器的基本拓扑结构和控制策略，并分析了其实现软开关的工作过程。最后对建立了变换器的小信号模型，为设计其控制电路提供了依据。第3章 移相全桥dc-dc变换器的主电路设计与开环仿真第3章 移相全桥dc-dc变换器的主电路设计与开环仿真3.1 主电路拓扑选择主电路拓扑选择副边利用简单辅助电路的箝位的fb-zvzcs-pwm变换器变压器副边接为双极性输出，两路输出的工作情况相似，一般只分析一路的情况。如图3-1所示：图3-1 复变无源箝位fb-zvzcs-pwm变换器拓扑此电路副边由一个简单辅助电路构成：包括一个小电容和两个小二极管，结构简单。该方案不含饱和电感，辅助开关，不产生大的环流，没有额外的箝位电路，这是因为，副边整流电压被箝位于箝位电容电压与输出电压之和（抑制二极管上的电压尖峰）。所有的元器件均在低电压、低电流下工作，还有负载范围宽，占空比损失小等优点，从而使此变换器具有高效率，低成本，解决了目前常见变换器的许多问题83.2 主电路参数设计已知vin=200300v，vo=425v，po=10000w，=90%，fs=20khz，输出电压稳定度：1% 所以 (3-1) (3-2) (3-3) (3-4)(1)变压器的设计 为了提高高频变压器的利用率，减小开关管的电流，降低输出整流二极管的反向电压，从而减小损耗和降低成本，高频变压器原副边变比应尽可能的大一些。为了在任意输出电压时能够输出所要求的电压，变压器的变比应按最低输入电压vin(min)选择。因为，一般，若取。整流二极管两端压降为1.5v，滤波电感两端压降为0.5v。选择副变得最大占空比为d(max)，则可计算出副边电压最小值vsec(min)为： (3-5)故变比k是： (3-6)即。考虑到各种损耗，可将变比k取得大一些，取。(2)输出滤波电感 在设计buck变换器的输出滤波电感时，要求输出滤波电感电流在某一个最小电流(ccm)是保持滤波电感可以按下式计算 (3-7)考虑留有一定的余量，取。(3)输出滤波电容 输出滤波电容的容量与电源对输出电压峰峰值的要求有关，可有下式来计算输出滤波电容的电容量 (3-8)其中取0.2，取0.002。式中的单位是法拉第(f)，与计算输出滤波电感同样的道理，所以取留有一定的余量，取20f。(4)开关管的选择 mosfet选用irf450，vdss=500v,cds=300pf。3.3 主电路仿真分析3.3.1 matlab简介matlab是一种科学计算软件。matlab是matrix laboratory (矩阵实验室)的缩写，这是一种以矩阵为基础的交互式程序计算语言。由于它使用方便、输入便捷、运算高效、适应科技人员的思维方式，并且有绘图功能，有用户自行扩展的空间，因此特别受到用户的欢迎，使它成为在科技界广为使用的软件，也是国内外高校教学和科学研究的常用软件。simulink为matlab提供了各种仿真工具，尤其是它不断扩展的、内容丰富的模块库，为系统的仿真提供了极大便利。在simulink平台上，拖拉和连接典型模块就可以绘制仿真对象的模型框图，并对模型进行仿真。在simulink平台上，仿真模型的可读性很强，这就避免了在matlab窗口使用matlab命令和函数仿真时，需要熟悉记忆大量m函数的麻烦。在 simulink 环境下用电力系统模块库的模块，可以方便地进行 rlc 电路、电力电子电路、电机控制系统和电力系统的仿真。通过电力电子电路和电机控制系统的仿真，不仅展示了 matlab/simulink 的强大功能，并且可以有效的学习控制系统仿真的方法和技巧，研究电路和系统的原理和性能。3.3.2 开环仿真电路的建立在simulink窗口中建立如图3-1所示的仿真电路图。虽然变换器最终实现了双极性输出，但是我们可以将其变压器副边的全桥整流视为两个全波整流器的并联，只观察和分析其中一路输出的情况就能的到两路输出的全部信息。依据之前计算所得的系统参数设置器件参数，并设置软件的仿真参数。之后对其进行仿真。图3-1移相全桥变换器的开环仿真电路图3.3.3 开环仿真波形 对于仿真结果，给出以下三组波形，可以帮助分析电路的工作过程并进一步优化电路的结构和参数。图3-2四个开关管的驱动波形依次为q1,q2,q3,q4，图3-3高频变压器原边电压波形图3-4变换器输出电压随时间变化的波形3.4 本章小结本章开始选取了zvzcs pwm dc/dc全桥变换器的一种拓扑为主电路，并对其工作原理进行分析，最后对主电路参数进行选取，并将所得参数代入仿真电路中，通过不断的调节，最终得到所需的波形。由仿真波形可知，当输入电压为稳定的直流电压时，输出的电压能基本稳定在要求的电压值，但是存在超调量很大，调整时间过长的问题，系统的稳定性和快速性都不能令人满意。并且这种设计只是针对输入电压恒定的情况，本课题要求输入为200300v,所以有必要对系统进行校正，采取闭环控制以实现稳压输出。第4章 移相全桥dc-dc变换器控制电路设计与闭环仿真第4章 移相全桥dc-dc变换器控制电路设计与闭环仿真4.1 控制电路的设计(1)振荡器频率的设定 uc3875芯片内部高频振荡器的振荡频率取决于接在该脚和信号地之间的电阻和电容值,即 (5-1)而开关管频率为20khz,又振荡器产生的时钟信号经过d触发器2分频后，从d触发器输出端的到方波信号以驱动mosfet，故f为40khz。可设为5k，为0.02f。(2)死区时间的设置 为了防止同一桥臂的两个开关管同时导通，两个开管关的驱动信号之间要有一个死区设置且应满足： (5-2)其中c1=c2=300pf，vinm=300v，io=p/vo=5000/425=11.765a，k=3，代入上式，得到死区时间大于46ns。为了保证有足够的余量实现可靠性，选取死区时间为100ns。4.2 主要芯片介绍本电路控制芯片采用uc3875，功率开关管的驱动芯片为ir2110。4.2.1 uc3875芯片的引脚简介和功能简介uc3875是美国unitrode公司针对移相控制方案推出的pwm控制芯片，适用于全桥变换器中驱动四个开关管，四个输出均为图腾柱式结构，可以直接驱动mosfet或经过驱动电路放大，驱动大功率mosfet或igbt。由于该器件设计巧妙，构成电路所需外围元件较少，是一种应用前景较好的控制芯片。unitrode公司的uc3875芯片，它有4个独立的输出驱动端可以直接驱动四只功率mosfet管，其中outa和outb相位相反，outc和outd相位相反，而outc和outd相对于outa和outb的相位是可调的，也正是通过调节的大小来进行pwm控制的。图4-1 uc3875芯片的管脚示意图图4-2 uc3875芯片内部原理框图uc3875的管脚功能uc3875有20脚和28脚两种，这里仅介绍20脚的uc3875的管脚功能。 uc3875各个管脚的使用说明管脚1可输出精确的5v基准电压，其电流可以达到60ma。当vin比较低时，芯片进入欠压锁定状态vref消失。直到vref达到4.75v以上时才脱离欠压锁定状态。最好的办法是接一个0.1f旁路电容到信号地。管脚2为电压反馈增益控制端，当误差放大器的输出电压低于1v时实现0相移。管脚3为误差放大器的反相输入端，该引脚通常利用分压电阻检测输出电源电压。管脚4为误差放大器的同相输入端，该引脚与基准电压相连，以检测e/a（）端的输出电源电压。管脚5为电流检测端，该引脚为电流故障比较器的同相输入端，其基准设置为内部固定2.5v（由vref分压）。当该引脚的电压超过2.5v时电流故障动作，输出被关断，软起动复位，该引脚可实现过流保护。管脚6为软起动端，当输入电压（vin）低于欠压锁定阈值（10.75v）时，该引脚保持地电平，当vin正常时该引脚通过内部9a电流源上升到4.8v，如果出现电流故障时该引脚电压从4.8v下降到0v，该引脚可实现过压保护。管脚7、15为输出延迟控制端，通过设置该引脚到地之间的电流来设置死区，加于同一桥臂两管驱动脉冲之间，以实现两管零电压开通时的瞬态时间，两个半桥死区可单独提供以满足不同的瞬态时间。管脚14、13、9、8为输出outaoutd端，该引脚为2a的图腾柱输出，可驱动mosfet和变压器。管脚10为电源电压端，该引脚提供输出级所需电源，vcc通常接3v以上电源，最佳为12v。该引脚应接一个旁路电容到电源地。管脚11为芯片供电电源端，该引脚提供芯片内部数字、模拟电路部分的电源，接于12v稳压电源。为保证芯片正常工作，在该引脚电压低于欠压锁定阈值（10.75v）时停止工作。该引脚应接一旁路电容到信号地。当电源电压超过欠压锁定阈值时，电源电流（iin）从100a猛增到20ma。如果接一旁路电容，它就很快脱离欠压锁定状态。管脚12为电源地端。其它相关的阻容网络与之并联，电源地和信号地应一点接地以降低噪声和直流降落。管脚16为频率设置端，该脚与地之间通过一个电阻和电容来设置振荡频率，具体计算公式为：管脚17为时钟/同步端，作为输出，提供时钟信号；作为输入，该脚提供一个同步点。最简单的用法是：具有不同振荡频率的多个uc3875可通过连接其同步端，使它们同步工作于最高频率。该脚也可使其同步工作于外部时钟频率，但外部时钟频率需大于芯片的时钟频率。管脚18为陡度端，该脚接一个电阻rs将产生电流以形成斜波，连接这个电阻到输入电压将提供电压反馈。管脚19为斜波端，该脚是pwm比较器的一个输入端，可通过一个电容cr连接到地，电压以下式陡度建立：该脚可通过很少的器件实现电流方式控制，同时提供陡度补偿。管脚20为信号地端，gnd是所有电压的参考基准。频率设置端（freqset）的振荡电容(cf)，基准电压（vref）端的旁路电容和vin的旁路电容以及ramp端斜波电容(cr)都应就近可靠地接于信号地。功能实现uc3875主要包括以下九个方面的功能：工作电源、基准电源、振荡器、锯齿波、误差放大器和软起动、移相控制信号发生电路、过流保护、死区时间设置、输出级。其内部结构框图如图1所示。(1)工作电源 uc3875工作电源分为两个：vin