毕业设计（论文）-无线电的发射与接收.doc

*學院 毕毕 业业 设设 计（论计（论 文）文） 题题 目目： 无线电发射与接收 系系 别别： 通信工程 专专 业业： 通信工程 班班 级级： 通工 0203 班 学生姓名学生姓名： i 目目 录录 摘 要.xi 关键词.xi abstact .xii keyword .xii 引 言.1 1. 总体方案论证.2 1.1 发射机.2 1.1.1 调制方式的选择.2 1.1.2 功率放大电路的选择.3 1.2 接收机 .3 1.2.1 接收机电路的选择.3 1.2.2 解调电路的选择.3 1.2.3 恢复电路的选择 3 1.3 控制部分.4 1.3.1 编码电路.4 1.3.2 解码电路 4 1.3.3 驱动电路 4 2. 实际电路的设计与计算.5 2.1 发射机.5 2.1.1 lc 振荡器的设计5 2.1.2 调频电路的设计 8 2.1.3 射随器的设计 9 2.1.4 末级功放及发射电路的设计10 2.2 接收机12 2.2.1 放大电路的设计12 2.2.2 对接收信号解调电路的设计15 2.2.3 对解调信号进行恢复的电路的设计16 2.2.4 线圈的设计 .17 ii 2.3 控制电路19 2.3.1 编码电路 .19 2.3.2 解码及驱动电路 .20 3. 电路仿真与测试 22 3.1 调频波电路的仿真 22 3.2 数字电路的仿真 24 结 论 27 致 谢 28 参 考 文 献 29 iii 摘摘 要要 本文简要的介绍了无线电遥控发射机和接收机。文章从方案的总体论证入 手，阐述了编码、调制、发射、接收、解调、译码等功能模块的设计思想、基 本原理和具体电路的设计计算，同时，由于采用了数字技术，所以也使系统具 有了抗干扰的优点。设计中没有采用收发信整机形式，整机采用分离电路实现。 关键词关键词 无线遥控 调频 编码 接收 解码 iv abstactabstact this text brief introduction wireless radio transmitter and receiver . the article proceeds with overall demonstration of the scheme, have explained design philosophy, the designs of basic principle and concrete circuit of such function module as code , modulation , launching , receiving , demodulation , decipher are calculated. meanwhile , because of adopting digital technology , make the system have advantage of anti-interference . not adopting receiving and dispatching the complete machine form of the letter in the design, the complete machine adopts the form of discrete component. keywordkeyword wireless radio transmitter and receiver frequency modulation code receive decode 0 引引 言言 随着无线通信技术的迅速发展，无线通讯技术已广泛地在通信、计算机、 自动控制、自动测量、遥控/遥测、仪器仪表、医疗设备和家用电器等领域中应 用。无线电路与人们熟知的双向无线电、电视、广播设备并无不同之处。它们 中的一些需要高线性调制（tv 图像） ，一些需要经过中继站工作（双相无线电） ， 真正的差别在于元件的体积小得多，以及在无线电中，绝大多数情况下都能使 用时分复用、扩频或其他能有效提高通信带宽利用率的方法。 无线通信技术以惊人的速度持续增长，几乎每天都有新的应用的报道。除 了诸如无线电广播和电视等传统的通信应用外，射频（rf）和微波也正在被应 用于无绳电话、蜂窝移动通信、局域网和个人通信系统中。无钥匙进门，射频 识别，在医院或疗养院中监控病人，计算机的无线鼠标和无线键盘，以及家用 电器的无线网络化，这些都是应用射频技术的其他一些领域。其中某些应用传 统上采用红外技术，然而射频电路由于其卓越的性能正在取而代之。在可以预 见的将来，射频技术有望继续保持当前的增长率。 设计无线遥控电子系统的根本目的是将信息从一处传到另一处。因此无线 遥控电子系统可划分为发射电路、接收电路和存在发射与接收之中的信息处理 和控制过程。由于存在地球大气的损耗，因而直接传送信息不现实，把信息通 过载波调制到高频是必要的。在本设计中采用 fsk 调制方式、甲乙类功率放大 器和耦合天线构成发射电路、接收电路采用集成芯片混频器进行高频向低频解 调及必要的信息恢复电路。 本文叙述了发射机、编码、接收机、解调等电路的原理 ，利用计算机仿真 完成了电路形式的选择和性能分析。达到了理论与实际相结合的目的，提高了 分析问题解决问题的能力。 第一章 总体方案论证 0 1.1. 总体方案论证总体方案论证 根据课题要求，用图 1-1 体现系统的组成： 图 1-1 无线电遥控系统的组成 无线电传输部分，是为系统提供信号传输的通道；控制部分，为系统提供 在信道上传输的、实现遥控功能的控制信号。在实际设计当中，我们将系统分 为发射与接收两部分讨论。 1.11.1 发射机发射机 发射机结构如图 1-2 所示。 主振调制射随器 编码 高频功放 图 1-2 接收机结构 1.1.11.1.1 调制方式的选择调制方式的选择 题目中要求我们通过按键来控制两路电灯，其中一盏有八极亮度，即有八 种状态，并且要用数码管显示其亮度级别；另外八盏只有亮与不亮两种状态。 发射机载波信号采用 lc 振荡电路来产生，选用电容三点式振荡改进型的西勒电 路，以变容二极管直接调频的方式产生调制信号。因为本设计对频带宽度没有 无线电遥控系统 控制部分无线电传输部分 编 码 电 路 解 码 电 路 驱 动 电 路 调 制 信 号 功 放 发 射 接 收 放 大 解 调 电 路 恢 复 电 路 发射机接收机 第一章 总体方案论证 1 做任何限制，为了便于实现，提高抗干扰能力，载波传输采用 fsk 调制方式。 1.1.21.1.2 功率放大电路的选择功率放大电路的选择 功率放大器一般可又推动级、中间级和输出级组成，具体级数应由所要求 的总功率增益而定。试题要求输出功率不大于 20mw，假设天线特性阻抗为 75，则在匹配良好的条件下天线上电压峰峰值要小于 3.5v。一般西勒振荡器 输出电压峰峰值为 1v 是可实现的，故用一级功率放大应能满足要求。考虑到前 后级影响的问题，在振荡器与功放间加入了一级射随器，起隔离和激励的作用。 鉴于输出功率低，兼顾效率，功放管工作在甲乙类。 1.21.2 接收机接收机 接收机结构如图 1-3 所示： 放大混频 本振 8mhz 解调译码受控设备 图 1-3 接收机结构 1.2.11.2.1 接收机电路的选择接收机电路的选择 为保证接收机具有较高的灵敏度，选用高频低噪声晶体管 2sc763。为获得 一定的电压增益，采用共射级谐振放大电路。天线接收到的高频信号，经输入 调谐回路选频为 7.5mhz 的一条信号后，经过高频小信号放大器放大，放大后的 信号被送入混频电路进行混频和解调再送入恢复电路。 1.2.21.2.2 解调电路的选择解调电路的选择 为了实现低功耗、低电压和高灵敏度的优点，选择了摩托罗拉的单片集成 窄带 fm 解调芯片 mc3361b 构成解调电路，它在窄带语音和数据通信中有良好的 镜频抑制能力。mc3361b 包含一个振荡器、混频器、限幅放大器、正交鉴频器、 有源滤波器、静噪电路、搜索控制和闭音开关。通过对 mc3361b 外围器件值的 确定，使 mc3361b 本振在 8mhz，与高频放大器送来的 7.5mhz 的信号进行混频， 产生 500khz 的中频信号。中频信号经过 500khz 的窄带陶瓷滤波器（fl）送回 mc3361 进行鉴频。 1.2.31.2.3 恢复电路的选择恢复电路的选择 码型在传输过程中产生的畸变可以通过 lm311 电压比较器恢复成只有高低 第一章 总体方案论证 2 电平的数字信号。这样做的好处是，一方面提高了接收机的抗干扰能力，另一 方面也能与后级数字电路匹配。比较器门限电压由鉴频器输出经 rc 低通滤波器 获得，其电压相当于信号中的支流分量电压。此方法有一定的自适应能力，在 实际应用中表现出较强的抗干扰能力。 1.31.3 控制部分控制部分 1.3.11.3.1 编码电路编码电路 编码电路采用八路开关按键和一个单刀双置按键 k1 来控制八盏灯。单刀双 置按键 k1 用来选择被控对象是七路只有亮灭状态的小灯泡，还是具有八级亮度 的电灯。采用 cd40147，对八路按键进行编码。目前只用 8-3 线部分（也可用选用 8-3 优先编码器 74ls148,但为了充分利用资源，所以 选用低功耗的 cd40147） ，利用 mc145026 和 mc145027 对控制信号进行编码和解 码，这样可以产生适合于无线信道传输的码型。mc145026 产生占空比随传 0、 传 1 改变的单极性码，一组编码中包含五位地址码和四位数据码。在本设计中 mc145026 的地址码 4 位是设定的，另一位由 k1 控制，用来选择控制对象是要 调亮度的灯还是其余的七盏电灯。相应的 mc145027 也有五位地址码，只有与 mc145026 地址码相同的 mc145027 才会有解码输出。这样，可以用一片 mc145026 控制 225个 mc145027。 1.3.21.3.2 解码电路解码电路 在接收端用两片 mc145027 对解调后的信号进行解码。一片 mc145027 对应 一个控制对象，只有接收到的地址码与自己地址码相同的芯片才会工作，这样 我们就可以只配置一套接收机就可以完成工作了。 1.3.31.3.3 驱动电路驱动电路 74ls138 管脚的输出电压可以使工作电流低的发光二极管正常工作。而小 电灯的亮度调节，可以通过三个能提供不同电流的射随器相加来实现。数码管 则采用 mc14511 来驱动。 第二章 实际电路的设计与计算 0 2.2. 实际电路的设计与计算实际电路的设计与计算 本章将详细阐述该课题实际电路的各功能模块的原理、电路的工作状态、 各模块电路中所用的各种元器件的选择及其参数的确定。 2.12.1 发射机发射机 发射电路是以高频电子线路的知识为依托，这其中包括了 lc 正弦振荡器， 射随器，功放电路等模块，我们在教材中运可以找到这些模块的原型电路。 2.1.12.1.1 lclc 振荡器的设计振荡器的设计 振荡器是不需外信号激励、自身将直流电能转换为交流电能的装置。凡是 可以完成此功能的装置都可以作为振荡器。无线电发明初期所用的火花发射机、 电弧发生器等，都是振荡器 。但是用电子管、晶体管等器件与 l、c、r 等元件 组成的振荡器则完全取代了以往所有产生振荡的方法，因为它有如下优点： （1）它将直流电能转变为交流电能，而本身静止不动，不需作机械转动或 移动。如果用高频交流发电机其旋转速度必须很高，最高频路也只能达 50khz，但却需要很坚实的机械构造。 （2）lc 正弦波振荡器产生的是“等幅振荡” ，而火花发射机等产生的是 “阻尼振荡” 。 （3）使用方便，灵活性很大，它的功率可自毫瓦级至几百千瓦，工作频率 则可自极低频率（例如每分钟几个周波）之微波波段 我们选择了基于电容反馈三点式振荡器改进型西勒电路，而不是电感三点 式振荡器，就是为了获得满意的波形。因为电容三点式振荡的集电极和基极电 流，可以通过对谐波为电阻抗的电容支路回到发射极，所以高次谐波的反馈减 弱，输入的谐波分量减小，波形更加接近于正弦波。其次，该电路中的不稳定 电容都是与该电路并联的，因此适当加 大回路电容值，就可以减弱不稳定因素 对振荡频率的影响，从而提高了频率稳 定度。最后，当工作频率较高时，甚至 可以只用器件的输入和输出电容作为回 路电容。因而本电路适用于较高的工作 频率。但是，电容三点式振荡不能通过 调整 c1 和 c2 来改变振荡频率，否则其 反馈系数也将改变。但只要在 l 两端并 图 2-1 电容三点式振荡器等效电路 第二章 实际电路的设计与计算 1 上一个可变电容器，并设 c1 与 c2 为固定电容，则在后面的 fsk 直接调频时， 基本上不会影响反馈系数。图 2-2 就是我们用到的西勒电路。 图 2-2 a alclc 调频振荡器的电路调频振荡器的电路 由 lc 正弦波振荡器与变容二极管调频电路所组成，其电路，如图 2-2 所 示。 其中晶体管 vt 和电容 c1、c2、c3 组成电容三点式振荡器的改进型电路西勒 电路。vt 的静态工作点由 r1、r2、r3、r4 所决定，即： ccrr r bq uu 21 2 34 rr uu cq ceqcc i 4 riuuu cqbeqbqeq cq i bq i 为了减小管子与回路间的耦合，c3取值较小，c1、c2取值较大。通常 c3远 小于 c1、c3也远小于 c2，因而回路总容近似等于 c3。而且 l1、c1、c2、c3组成 并联谐振回路，c1、c2对振荡频率的影响便大大减小，回路振荡频率 f0则主要 由 c3、l1决定，即： 31c l2 1 0 f 而管子的极间电容 cce、cbe、ccb又全部直接并联在 c1、c2上，它们只影响 c1、c2的值而不影响 c3。可见 c3越小，管子间电容对回路谐振频率的影响就越 小，回路标准性也就越高。但 c3不能无限小，它受到振幅起振条件的限制。因 为接入 c3后，接在电感 l1两端的电路 rl （rl/re0）折算到振荡管 c-b 极的数 值 减小，其值为： l r l 2 cc c l rr 123 3 第二章 实际电路的设计与计算 2 其中： 21 21 cc cc 12 c 因而放大器的增益也就是环路增益会相应的减小。所以在实际电路设计中， 要合理选择 c3的值。 而 c1两端的电压构成振荡器的反馈电压 ube，以满足相位平衡条件 。比值 f=c2/c1决定反馈电压的大小，当 av0f=1 时，振荡器满足振 2n 幅平衡条件，电路的起振条件为：av0f 1。 如果 c3取几十皮法，c2、c1可取几百皮法至几千皮法。反馈系数 f 一般取 。 2 1 8 1 电路采用+12v 的直流稳压电源，高频三级管选用 3dg100（3dg6） ，主振频 率 f0=7.5mhz。 b b确定电路形势和设置静态工作点确定电路形势和设置静态工作点 小功率振荡器的静态工作电流 icq一般为 14ma，icq偏大，振荡幅度增加， 但波形失真加重。频率稳定度降低。振荡器的静态工作点取：icq=2ma，uceq=6v,测 得三极管的 =60。 则：3krr icq uceq-ucc 43 为了提高电路的稳定性，r3的值可适当增大， 取：r3=2k，r4=1k 由：ueq=icqre=icqr4=2v 若取流过 r2 的电流 ib2： ib2=10ibq=10icq/=0.33ma 则： k28 i1 u i u r cq0 bq b bq 2 2 . 由式 cc 21 2 bq u rr r u 即： k2281 u u rr bq cc 21 . r1用 20电阻和 47的电位器串联，以便在实际电路中调整静态工作kk 点。 第二章 实际电路的设计与计算 3 c c主振回路元件值的计算主振回路元件值的计算 5mhz7 cl2 1 f 31 0 . 若取 l1=10，则 c345pfh 试验中可适当调整 l1、c3及电路中各电容、电阻的值，以使振荡器输出正 弦波波形和幅度达到要求。 电容 c1、c2有反馈系数 f 及电路条件 c3远小于 c1、c3远小于 c2所决定， 若取 c1=1000pf，由f=c2/c1=0.50.125，若取 f=0.5，则 c2=510pf，取藕和 电容 cb=0.01 h 2.1.2 调频电路的设计 调频电路采用电容二极管用 2cc1c 电路。本设计中，调制信号为二元单极 性码，即只有高低两个电平，故对调制线性度要求不高。因此，本设计采用电 容二极管部分接入，即对变容二极管不外加反偏电压的电路。变容二极管部分 接入振荡电路，这有利于提高主振频率 f0的稳定性，减少调制失真。图 2-3 为 变容二极管部分接入振荡回路的等效电路。 图 2-3 变容二极管部分接入振荡回路的等效电路 由于对变容二极管没有加反偏压，如图 2-4 所示： 图 2-4 第二章 实际电路的设计与计算 4 cj 为变容二极管的结电容，它与外加电压的关系为： d j0 j u u 1 c c 可求得 cj 对主振回路的介入系数p为： j cc c p 5 5 在上式中： cj0变容二极管零偏压时的节电容 ud变容二极管 pn 结内建电位差（硅管 ud=0 .7v，锗管 ud=0.3v） 电容变化指数，由变容观型号决定，由变容管型号决定，如变容管 2cc1c 的=0.5 u变容二极管两端电压，tcosuuuuu qmqq 本设计中，为使变容二极管参量的变化对振荡频率影响较小，必须使接入 系数 p1，这样才能使振荡器的频率稳定度提高。取 cc=5pf，cj=21pf，并 在调试中作适当调整。 低频调制信号 u的耦合之路电容 c5 及电感 l2 应对 u提供通路。 所以在电路中可以获得最大的电容变化量，并且避免了由偏压变化而引起 的频率漂移，同时还简化了电路。 若基带信号引起的结电容变化为，则引入主振回路的电容变化量为p2c ，可求得由此引起的振荡频率的变化为c g 2 2 f 2c cp f 式中为主振回路总电容。符号表示与的变化相反。 4 j5 j5 c cc cc c c g f 2.1.32.1.3 射随器的设计射随器的设计 设计中采用射随器，是利用它的输入阻抗高、输出阻抗低的特点，来将振 荡级和功放级隔开，以减小功放对振荡级的影响。因为功放输出信号功率较大， 当其工作状态发生变化时（如谐振阻抗变化） ，会影响振荡器的稳定度，使振荡 波形产生失真或减小振荡器的输出电压。所以设计时为了减小级间相互影响， 通常在振荡级和功放级间插入缓冲隔离级比如本次采用的射随器。射随器的 输入阻抗高，可是振荡电路有一个稳定的负载，输出阻抗低，可为功放级提供 一个恒压源。虽然射随器的电压放大倍数接近为 1，但对电流仍有放大作用。 本设计中采用如图 2-5 所示的射随器电路。 第二章 实际电路的设计与计算 5 晶体管的静态工作点应位于交流负载线的中点，取 uceq=1/4ucc，icq=310ma。 图 2-5 射随器电路 实际电路中取：ucc=12v，icq=5ma，ubec=0.7v，=60。 ueq=ucc-uceq=12-3=9(v) ubq=ueq+ubeq=9+0.7=9.7(v) re=ubeq/icq=9/5=1.8(k) ibqicq/=5/60=83.3e-6(a) rb=(ucc-ubq)/ibq=100(k) rb采用 30k 的固定电阻和 100k 的电位器串联，re采用 4.7k 的电位 器，这样是为了便于在实际电路中调整静态工作。由于诸多因素的影响，上面 各元件的值仅作为调式电路的参考值。 2.1.42.1.4 末级功放及发射电路的设计末级功放及发射电路的设计 无论是在低频电路中还是在高频电路中，为了获得足够大的输出功率，必 须采用功率放大器，二者相同之处在于都是输出功率大和效率高。但由于二者 的工作频率和相对频带宽度相差很大，就决定了它们之间有着根本的差异：低 频功率放大器的工作频率低，但相对频带宽度却很宽；高频功率放大器的工作 频率高，但相对频带很窄，中心频率越高，则相对频宽越小。利用选频网络作 为负载回路的功率放大器称为谐振功率放大器。谐振功率放大器主要工作在高 第二章 实际电路的设计与计算 6 频段，用作无线电发射机的功率输出级。根据放大器电流导通角的范围，可分 为甲类、乙类、丙类、甲乙类、丁类及戊类等不同类型的功率放大器。甲乙类 放大器适合作为中间级或输出功率较小的末级功放。本设计中，对输出功率要 求不高，功率放大器可工作在甲乙类状态，作为发射机的末级功放。 甲乙类功率放大器的电路，如图 2-6 所示： 电路参数的确定及静态工作点的计算： 设计中采用高频小功率管 3dg100b，它的主要参数为： pcm=100mw，icm=20ma，hfe30，uces1v，ft150mhz，ap7db，ucc=+12v 电路要求：输出功率 p020mw，工作频率 f0=7.5mhz,负载 rl=75。 设功放工作在临界状态，由于负载 rl与与功率放大器的谐振回路之间采用 变压器耦合的方式，实现了阻抗匹配，则集电极上的最佳负载电阻 r0上的功率 就等于负载 rl上的功率所以将集电极的输出功率视为高频功率放大器的输出功 率。由于高频功率放大器的输出功率为 p0=20mw，则取放大器的静态电流 icq=icm=4ma 图 2-6 0 2 cim 0 2 cim0 2 cimcimcim0 r u 2 1 ri 2 1 ri 2 1 iu 2 1 p v10 i 2p u cm 0 cm k2.5 2p u r 0 2 cm 0 第二章 实际电路的设计与计算 7 则：静态时晶体管的射级电位 ueq为 vmariu ecqeq 12504 基极电位 ubq、电流 ibq为： vuuu beqeqbq 7 . 17 . 01 maii cqbq 13 . 0 30/4/ 若取基极偏置电流 i1=3iibq , 25 . 4 13 . 0 3/7 . 13/ 2bqbq iur 则 r2取标称值 4.7k kr u uu r bq bqcc 5 . 28 21 取标称值 28。电容 c1、c2 的取值由线圈的参数决定，分别设为 15pfk 和 27pf；c3 是耦合电容，取 150pf。 2.22.2 接收机接收机 如图 1-3 所示，接收机分为放大、混频、本振、解调、译码及受控几个部 分。 2.2.12.2.1 放大电路的设计放大电路的设计 接收机输入耦合回路采用 7.5mhz 中频变压器 t2。 接收机的接收电路、高频小信号的放大电路如图 2-7 所示： 第二章 实际电路的设计与计算 8 （1）设置晶体管 vt4 的静态工作点，计算元件参数：本放大电路采用的是 普通的高频小功率管 3dg100b，它的部分参数为：rbb=50，cbc=3pf。当 ie=1ma 时，cbe=25pf。为使晶体管处于放大状态，vt4 的静态工作点 q 取值如 下： 电源电压 ucc=5v，icq=1ma，ueq=1.5v，uceq=3.5v，设 =60 则： k51 1 51 i u rr eq eq 3e . . v227051uuu beqeqbq . k22 16 6022 6i u 6i u rr cq bq bq bq 2b2 . k2822 22 225 r u uu rr b2 bq bqcc 1b1 . . rb1用 10电阻和 47电位器，以便调节静态工作点。kk （2）计算谐振回路的参数 放大器在高频情况下的等效电路的 y 参数 yie、yoe、yfe和 yre分别为： 图 2-7 第二章 实际电路的设计与计算 9 输入导纳： )(1 eb eb ie cjegbbrb cjegb y 输出导纳： eb ebebbb bbcb oe cj cjgr gmrcj y )(1 正向传输导纳： )(1 ebebbb m fe cjgr g y 反向传输导纳： )(1 ebebbb cb re cjgr cj y 式中， gm晶体管的跨导，与发射机电流的关系为： s mai g e m 26 gbe发射介电导，与晶体管的电流放大系数 及 ie有关，其关系为： s mai r g e eb eb 26 1 基极体电阻，一般为几十欧姆（高频工作频率下） bb r 集电极电容，一般为几皮法 cb c 发射结电容，一般为几十皮法至几百皮法 eb c 由上面各式及三极管的静态工作点参数可得 gm、gbe为： mss mai g e m 38 26 1 26 ms mai r g e eb eb 64 . 0 6026 1 26 1 下面计算 4 个 y 参数： )(1 ebebbb eb ieieie cjgr ecbjg cjgy msj j j cjgr cjg y ebebbb ebeb ie 185 . 0 622 . 0 1025105 . 71064 . 0 501 1025105 . 71064 . 0 (1 1263 1263 所以：gie=0.622（ms） ，rie=1/gie=1.61（） ，cie=0.185/7.5nf=24.7pfk 又因为： eb ebebbb mbbcb oe cj cjgr grcj y 1 第二章 实际电路的设计与计算 10 所以msjyoe064 . 0 00375 . 0 由得：； oeoeoe cjgymsgoe00375 . 0 pfcoe5 . 8 5 . 7 064 . 0 所以msj cjgr g y ebebbb m fe 334 . 0 8 . 36 )(1 msyoe 8 . 36 在设计线圈时为了简化设计过程，线圈回路电容 c4都取 15pf，而且线圈的 初级总匝数 n2=48，集电极接入初级的匝数 n1=32，次级线圈的匝数为 n3=4。所 以接入系数 p1=n1/n2=2/3，p2=n3/n2=1/12。所以，回路总电容就可以求出： c =c4+p12coe+p22cie=19（pf） c 高频电路中的耦合电容及滤波电容一般采用体积较小的瓷片电容，现取： 耦合电容：c1=0.1 f 旁路电容：c2=0.01 f 滤波电容：c3=0.1 f 电路中该高频小信号放大器的电压放大倍数 av0为： i v u u a 0 0 放大器的通频带 bw 与谐振电路的电压放大倍数 av0的关系为： c y bwa fe v 2 0 g ypp a fe v 21 2.2.22.2.2 对接收信号解调电路的设计对接收信号解调电路的设计 本设计中对已调信号进行处理恢复基带信号，是通过 motorola 专用集成电 路芯片低功耗窄带 fm/if mc3361b 来实现的。mc3361b 包含一个振荡器、混 频器、限幅放大器、正交鉴频器、有源滤波器、静噪电路、扫描控制和闭音开 关。该电路只使用了它的振荡器、混频器、限幅放大器、正交鉴频器。通过 8mhz 晶振与输入的 7.5mhz 的高频信号混频，输出信号通过 500khz 的窄带陶瓷 滤波器（fl） ，则产生了 500khz 的中频信号。 mc3361b 用在 fm 双工通信中的参数如下： （1）在 2v 到 8v 的电源下工作 第二章 实际电路的设计与计算 11 （2）低漏电流：3.9ma（在 vcc=4v 的条件下） （3）具有很好的灵敏度：输入限定电压-3db=2.6（在 vcc=4v 的条件下）v （4）只需要较少的外部零件 （5）工作频率最高可到 60mhz mc3361b 在电路中的运用如下图 2-8 所示： 图 2-8 mc3361b 在电路中的应用 下图 2-9 是 mc3361b 的示意图： 图 2-9 mc3361b 示意图 第二章 实际电路的设计与计算 12 2.2.32.2.3 对解调信号进行恢复的电路的设计对解调信号进行恢复的电路的设计 在经过无线传输、高频放大、解调等过程后，信号会产生畸变，为了得到 性能更好的数字信号，还需要利用脉冲信号的恢复电路将解调信号恢复成二进 制码型。这样的信号才能被后面的译码电路准确的解码，并且提高了系统的抗 干扰能力。 比较器的门限电压由鉴频器输出经 rc 低通滤波获得，其电压相当于信号中 的直流分量电压。此方法有一定的自适应功能，在实际应用中表现出较强的抗 干扰能力。用这个门限电压，使高于这个门限电压的部分恢复为高电平，低于 的部分恢复为低电平。我们采用 lm311 来实现这个电压比较器的功能。以下为 lm311 的示意图，如图 2-10 所示。 图 2-10 lm311 示意图 其电路如图 2-11 所示： 第二章 实际电路的设计与计算 13 型型 图 2-11 比较器电源采用+5v 的直流稳压电源。因为，mc3361b 输出的信号频率为 1.7khz，所以输入比较器的信号先要经过由 r1和 c1构成的低通滤波器，这样便 滤除了高次谐波。rc 低通滤波器的通带为： hz rc2 1 2 f0 即从 0 到的频带宽度 rc2 1 设 c1=0.022，则 r1=3.3fk 而 r2、c2应能滤出数字信号的直流分量 设 r2=10，则 c2=100kf 在为了使比较器输出信号与后极电路相匹配，所以为 lm311 上的 5 管脚上 的输出信号提供一个直流电压，并在它们之间加入一个限流电阻 r3=1。k 2.2.42.2.4 线圈的设计线圈的设计 由于线圈的设计过程相当的复杂、繁琐、这里仅作扼要的阐述。 设计中涉及到如下两种线圈： i 型型 第二章 实际电路的设计与计算 14 图 2-12 两种线圈的设计方法基本相同：（以 i 型为例） 设： n12、3 之间的线圈匝数 n21、3 之间的线圈匝数 n34、5 之间的线圈匝数 rl4、5 之间所接的负载电阻 ql初级回路有载品质因数，一般取值 210，设计中 ql取值都很高，接 近 10。 设计中，计算选频网络的三级管集电极负载电阻 r0时，所涉及到的集电极 输出功率 p0是三级管的极限参数 pcm最大输出功率。 利用经验公式： h cf 10532 l 2 0 4 . 将数值代入上式，可得：l30h 谐振阻抗与变压器线圈匝数比为： ； 0 l cim l0 1 3 r r u r2p n n l l 0 3 2 q r l n n 利用上面的公式，对于不同的线圈，变压器匝数比分别为： b1线圈：n2：n3=34：15； b2线圈：n1：n3= n2：n3=24：4； b3线圈：n1：n3=32：4，n2：n3=48：4； b4线圈：n3=90。 注：上面的数值都是实际的线圈匝数。 第二章 实际电路的设计与计算 15 2.32.3 控制电路控制电路 首先给出一个简单的 mc145026 编码与 mc145027 解码的实例，如图 2-13 所 示。 图 2-13 例 2.3.12.3.1 编码电路编码电路 因为本遥控系统的重点在于无线部分，所以设计数字部分时要满足结构简 单，同时实现规定的控制能力的原则。 图 2-14 mc145026 示意图 编码电路要实现的功能在第一部分“电路总体设计”中已有详细介绍，这 里便不再赘述。图 2-15 便是 mc145026 的示意图。 mc145026 一次发送 9 位数据，其中 5 位是地址码，4 位信息码。为了保证 第二章 实际电路的设计与计算 16 信息的安全可靠，mc145026 会将同样的数据发送两次。在接收到 cd40147 的三 位编码输出的并行信号，mc145026 将会对其进行编码，以产生适合于无线信道 传输的码型，然后串行输出。输出的串行码频率 f 是由 12 管脚 ctc与 13 管脚 rtc的器件来确定的。参考 motorola 公司提供的器件手册，频率f和 ctc、rtc的 关系如下式： 400khzffor1khzhz c3r2 1 f tctc . ，rs=2rtc，rs20，rtc10，400pfctc1512pfccc layouttctc kk 所以f=1.7khz。f 设计中采用了 motorola 公司提供的参考值，如下表所示： 表 2-1 2.3.22.3.2 解码及驱动电路解码及驱动电路 图 2-15 mc145027 的示意图 第二章 实际电路的设计与计算 17 因为在编码中我们已经设定了一位地址码，那么在译码时就必须有两片 mc145027 来解码，也就是只有地址位同自身地址位设定相符的解码芯片才能译 出相应的信息。mc145027 的外围器件设定与 mc145026 相同，图 2-15 为 mc145027 的示意图。 由于 led 的工作电流小，所以采用 74ls138 译码器直接输出驱动。小灯泡 的亮度显示采用 74ls47 来驱动数码管，数码管采用共阳极数码管 lts546r，74ls47 的输出电流很大，所以在它的输出管脚接上一个 430 的电 阻限流。 图 2-16 流过小灯泡的电流 i0与集电极电阻有关，集电极电阻与 i0成反比，所以 mc145027 输出的高位应与集电极电阻最小的射随器相连。同理，此高位应与集 电极电阻次小的射随器相连，低位应与集电极电阻最大的射随器相连。设计中 选用了相同的基极电阻 510 欧姆。集电极电阻取值如图 2-16 中标值所示。 第三章 电路仿真与测试 0 3.3. 电路仿真与测试电路仿真与测试 要完成一件电子产品，必须要完成原理图设计、pcb 图设计、制板、制造 等几个步骤。当然在制板、制造之前首先要保证原理图设计准确无误方可进行 pcb 图设计，这就要求设计者对所设计电路的性能进行初步验证。 早期的电子设计中，电路性能验证主要是将设计的电路图接成面包板，然 后使用电源、信号发生器、示波器、电表等电子仪器来实现，他们根据预先设 定好的方案，检查在一定的初始条件和给定输入情况下电路实际的输出信号是 否与预期的输出信号吻合。这对于规模较较小的电路是可行的，随着大规模集 成电路的发展，电路规模越来越大，同时对电路的设计要求也越来越高，传统 的验证方法已经完全不可行了。因而计算机辅助电路分析已成为现代电子设计 中不可缺少的工具。eda 软件的功能越来越强大，只要有合适而精确的电路模 型，电脑便可仿真出接近真实的电路结果。 3.13.1 调频波电路的仿真调频波电路的仿真 在无线传输中，为了克服电波的各种衰减及损耗，通常要用低频的基带信 号调制频率较高的载波。就是说在调频之前先要获得载波，如图 3-1 所示： 图 3-1 正弦波周期 t=138.0660ns，即f07.5mhz。 第三章 电路仿真与测试 1 当变容二级管的结电容在调制信号的作用下发生变化时，振荡回路的总电 容也随之变化，这样便得到了疏密变化的调频波，图 3-2（a） 、图 3-2（b）分 别是用 100khz、1mv 的方波发生器产生的