硕士学位论文-基于PDM控制的三相全桥高频链变换器的研究.doc

论文题目：基于 pdm 控制的三相全桥高频链变换器的研究 专 业：电力电子与电力传动 硕 士 生： （签名） 指导教师： （签名） 摘 要 功率变换领域采用高频技术是当前和未来功率变换和分配技术的主要发展方向之 一。高频技术越来越多的应用使得软开关技术显得日益重要，与之相应的各种调制与 控制技术也得到了进一步的发展，高频交流脉冲密度调制(pdm)控制技术就是其中之 一。 pdm 控制策略是一种零电压技术，对开关管损耗问题的解决有着重要的意义，而 且能够较容易地将高频交流信号低失真地合成幅值和频率不同的低频信号。pdm 技术 的特点是将高频交流脉冲信号的整数半周期作为合成低频信号的基本单元，通过比较 同时刻参考波形和输出波形的面积差，控制增加或减少高频脉冲的数目使得两个曲线 包围的面积可以基本维持平衡。 根据 pdm 基本理论，本文研究并总结了将该技术应用到三相全桥电路的具体控制 方法，通过建立仿真模型验证了该方法的正确性与可行性。在此基础上，给出了该系 统的硬件设计与软件设计。硬件设计包括主电路的设计和以 arm 控制器为核心的控制 电路的设计，软件设计主要实现了 pdm 控制算法及三相全桥电路的驱动控制等。 研究表明，本文提出的这种高频交流脉冲密度调制技术适用于高频交流环节功率 变换分布系统，特别适合应用于空间站的电源、航空航天飞行器的辅助电源、电动汽 车和矿用电机车的高级驱动系统。 关 键 词：高频链；脉冲密度调制；零电压开关； 研究类型：应用研究 subject : investigation of three phase full-bridge hf link converter based on pdm control principle speciality : power electronics & electric driver name : li yue (signature) instructor : ma xianmin (signature) abstract with increasing requirement of small size and light weight of converter, the soft-switch technique is becoming more important. correspondently, various controlling and modulating technologies have been developed. the pulse density modulation (pdm) is the one of them, which can reduce switching loss effectively. the main characteristic of this pdm technique is that an integral half cycle of the high- frequency link voltage becomes the basic unit of synthesis of the low-frequency signal. and an area balance between the reference signal and synthesized signal is inherently maintained by increasing or deducing the next pulse of the high-frequency link voltage. pdm can efficiently synthesize low-distortion, variable frequency, variable amplitude，and low freque ncy voltage signals from the fixed-frequency regulated-amplitude voltage of the high frequency link. currently, the research on pdm technique is not as much as on the other controlling techniques, especially in aspect of application. the further study on pdm and the disclosure of the controlling principle will be useful for the extensive research in this field. in this paper, control strategy implementation is analyzed, the feasibility and correctness of pdm controller in the three phase full-bridge high frequency link converter system are investigated. and system designs on pdm converter based on arm controller are given. the study results show that pdm control theory can be realized and used in many fields such as novel aviation power, ups and hybrid electric vehicle with small size and light weight of power supply requirements. key words : high frequency link pulse density modulation zero voltage switch thesis : application research 目 录 i 目 录 1 绪论1 1.1 课题背景 .1 1.2 国内外研究现状 .3 1.3 课题的方案选择 .4 1.4 课题主要工作 .5 1.5 课题的意义 .6 2 高频交流脉冲密度调制理论.7 2.1 单相高频交流环功率变换分布系统 .7 2.2 交流脉冲密度调制原理 .7 2.3 半周期脉冲积分调制的特性 .9 2.4 数学模型及谐波分析 .11 3 系统分析及仿真研究.15 3.1 系统构成 .15 3.2 高频混联谐振逆变器 .16 3.3 单相半桥电路 pdm 控制.18 3.4 三相全桥电路开关模式分析 .20 4 硬件设计.29 4.1 主电路设计 .29 4.1.1 开关器件的选取29 4.1.2 高频变压器的设计29 4.1.3 缓冲保护电路33 4.1.4 滤波电路34 4.2 控制电路设计 .34 4.2.1 采样电路34 4.2.2 arm 控制电路 35 4.2.3 隔离驱动电路37 4.2.4 输出保护电路39 4.2.5 显示电路41 5 软件设计.42 5.1 编译环境 .42 5.1.1 arm ads1.2 简介 42 目 录 ii 5.1.2 调试简介42 5.2 软件功能构成 .42 5.2.1 软件实现的功能42 5.2.2 软件的总体构成43 5.3 初始化模块 .44 5.3.1 初始化设置44 5.3.2 软件中断管理45 5.4 驱动模块 .45 5.4.1 pdm 控制子程序.46 5.4.2 周波变换器开关状态子程序46 5.4.3 周波变换器调整开关状态子程序48 5.5 外部中断程序 .49 5.6 电压有效值计算 .49 6 结论.50 6.1 总结 .50 6.2 展望 .50 致 谢.52 参考文献.53 附 录.55 1 绪论 1 1 绪论 1.1 课题背景 电力电子变换器是指应用电力半导体开关器件和电子技术对原始电能进行转换、 加工、调节的电子设备。 在现代工业、交通、国防、生活等各个领域中，大量的原始电能都需要经过一定 的转换和加工变换为另一种频率、电压、波形的电能，才能使用电设备处于各自理想 的最佳工作情况，或满足用电负载的特殊工作情况要求，才能获得最大的经济效益。 电力电子变换器已经应用在从发电、传输到配电的所有环节上。经过变换处理后再供 用户使用的电能占全国总发电量的百分比值的高低，已成为衡量一个国家技术进步的 主要标志之一。 1 根据能量转换形式的不同电力电子变换器分为四大类，即交流-直流变换 ac- dc（整流） 、直流-交流变换 dc-ac（逆变） 、直流-直流变换 dc-dc（斩波） 、交流-交 流变换 ac-ac（交-交变频） 。其中直流-交流变换 dc-ac 即逆变技术是交流电机变频 调速、不间断供电系统（ups） 、感应加热电源、风力发电、开关电源及变频电源等系 统的关键技术，因此成为目前电力电子产业和科研的研究热点之一。 逆变器中应用最多的是直流 dc 到工频 ac 的逆变，直流电压幅值一般远低于工频 交流电。传统的逆变方案是“直流 dc/低压工频 ac/高压工频 ac“，如图 1.1 所示。这 种传统逆变方案的缺点： (1) 工频变压器和滤波电感体积笨重庞大。 (2) 功率传输效率低、噪音大、可靠性差等。 (3) 多采用阶梯波甚至是方波的方法来近似，所以谐波含量大，波形畸变严重。 逆变器 dc + _ ac l c 工频变压器 图 1.1 传统逆变器 为了克服低频环节逆变的缺点，mr.espelage 于 1977 年提出了可变的高频链技术 的新概念。高频链逆变技术就是利用高频开关技术使隔离耦合变压器实现高频化、小 型化、无噪声化。由于变压器有： m kfnsbu 绕组电压()uv 西安科技大学硕士学位论文 2 波形系数(正弦波为 4. 44，方波为 4 )k 变压器工作频率()f z h 绕组线圈匝数 n 变压器铁芯有效横截面积()s 2 m 铁芯工作最大磁通密度() m bt 所以当电压和铁心材料选定时和、成反比，即越大、越小这样就可以达fnsfns 到减小变压器体积和重量的目的。由此也节省了大量铜、钢等原材料。随着高频链技 术的不断成熟，高频链变换器现在从结构上主要分为两类，即高频链变换型和dcdc 高频链周波变换型，如图 1.2 和图 1.3 所示。 高频逆变器 l c dc + _ ac 整流器低频逆变器 高频链 图 1.2 dc/dc 变换型高频链变换器 高频逆变器 dc + _ ac 周波变换器 高频链 图 1.3 周波变换型高频链变换器 高频链变换型就是在直流侧和逆变器之间插入一级变换环节即dcdcdcdc / 变换。其主要缺点：dchfacdc/ 13 (1) 功率单向流动； (2) 通态损耗大； (3) 由于功率级数较多，导致可靠性降低。 高频链周波变换型与以上各变换器相比较具有的优点： (1) 小型、轻量，省去了笨重庞大的工频变压器，只有重量体积大大减小了的高频 变压器； (2) 只有两级功率变换，转换效率高，可靠性好； (3) 输出正弦波质量高，畸变小； (4) 动态响应快，能实现能量双向流动； (5) 控制策略丰富灵活，能方便的改变输出电压的幅值和频率。 单相高频链变换器中应用较多的控制技术主要为 pwm 技术。由于频率的提高常 规的 pwm 硬开关技术使得开关损耗急剧增加，在此状况下各种软开关 pwm 技术应用 而生。常见的是移相 spwm 技术已经非常成熟的应用于单相高频链变换电路中，但三 相高频链逆变电路相关的控制技术还停留在硬开关阶段，软开关技术还不成熟需要继 1 绪论 3 续深入的研究。脉冲密度调制 pdm(pulse density modulation)软开关技术能有效地减少 开关损耗。本文探讨了 pdm 控制技术在三相全桥高频链变换器系统中的应用，研究了 在高频输入信号条件下，运用 pdm 控制技术将高频输入电压合成为幅值和频率变化的 低频电压的可行性。 1.2 国内外研究现状 高频链技术提出的近几十年以来，各种高频链变换器的研制工作在国内外广泛的 展开，并且取得了很大的发展，尤其对于单相高频链变换器技术已经趋于成熟，应用 于各种要求体积小，重量轻，功率密度高的场合。 国外高频链技术发展较早，早在 80 年代末，日本研制成功了 1 千瓦的高频链变换 器，开关频率达 20khz，省去了传统的笨重的工频变压器和滤波器，实现了逆变器的 小型化。但控制电路采用的仍是传统的模拟电路方法，开关技术主要是硬开关，电 2 压应力较高，损耗较大。 此后，研究人员在逆变电路拓扑、软开关技术等方面做了大量卓有成效的工作。 使用电压钳位电路来降低逆变器损耗，成功地应用于高频链 ups 中，如文献3 。文 献4是通过对逆变桥和周波变换器的开关管实行双向控制，实现了功率的双向流动。 由于高频链正弦逆变技术的复杂性，使用模拟控制电路的方法有较大的局限性，如电 路复杂、控制不灵活、系统参数依赖性强、可移植性差等。 随着微处理器技术的迅猛发展，数字化技术不断提高，使用高性能高集成度的数 字电路研制新一代功率变换器已经成为可能。文献5中日本 ntt 集成信息能源系统实 验室以 dsp 为核心控制器，采用移相控制方法，利用 dsp 的高速计算能力实时输出 8 路驱动信号，消除了开关管电压尖峰，省去了吸收电路。因此，数字化技术实际上已 成为电力电子技术发展的一个重要动力。 单相高频链技术已经得到了广泛的发展和应用，随着应用场合的扩大，对功率要 求的提高，三相高频链技术也开始被重视和发展，主要是通过改进控制方法来降低功 率损耗。 文献6中，三相主电路采用周波变换型拓扑结构将高频电压变换成三相工频电压， 主要用于中小容量 ups。采用周波变换器直接将高频交流变换成工频交流与具有直流 变换的电路相比较，具有电力变换级数少，可以提高效率，结构简单，高频部分后级 不需要直流电容器，系统总体成本低的特点但其控制方法采用硬开关 pwm 控制，开 关损耗过大。 文献7中，高频变压器原边部分采用 2 个功率开关及 lc 串联谐振方式，副边部 分采用周波变换器形式，利用准零电流 zcs 条件来减小开关损耗，同时采用实时反馈 控制方法使输出电压为正弦波。其主要特点是：不需要检测高频链电流的过零时刻而 西安科技大学硕士学位论文 4 实现准 zcs，容易实现输出电压实时控制，但高频链电流幅值会随输出电流而变化。 早在 90 年代初，美国田纳西大学的电力电子中心开展了用于 21 世纪混合型电动 汽车速度控制的三相高频链功率变换技术的研究。并且用实验验证了在谐振转换器中 使用双向 gto 实现高频链电源分布系统的可行性，其主要优点是：采用高频变压器， 8 体积小，重量轻；采用 pdm 软开关技术有利于降低开关损耗，提高效率。 但就总体研究状况来看，三相高频链技术仍然处于拓扑结构和控制方法的仿真研 究阶段，实际的研制工作做的相对较少。 国内关于高频链功率变换技术的研究还处于起步阶段。 1999 年，浙大研制成了基于 flyback 反激变换器原理的 250w 高频链逆变器，做了 大量卓有成效的工作。该逆变器通过 6 个功率开关的控制，在各个时间阶段均以反激 变换器的方式工作，实现了功率双向流动。但由于反激变换器的自身缺陷，这种拓 9 扑很难提供大功率的输出。反激变换器分为储能和反激两个工作阶段，其传输的能量 必须先全部储存在变压器中，然后再反激到另一侧。这使得在相同功率下其变压器体 积要大些。同时，不论反激变换器工作在电流断续模式还是连续模式，其电流纹波都 是较大的。另外，该控制方式仍属于硬开关技术，难以克服由于变压器漏感以及分布 电感带来的电压尖峰。 研究高频链逆变器的数字化技术也是刚处于起步阶段。国内还有用单片机、专用 集成芯片产生 spwm 正弦波，以改善输出波形。但其本质仍是工频变换，而不是高频 链技术。国内的高频链逆变技术还有待进一步的研究开发。 1.3 课题的方案选择 基于以上对高频链技术的分析，本文的三相高频链变换器采用周波变换型的拓扑 结构，以 arm 作为核心控制芯片，控制方法采用 pdm 软开关技术，开展基于 arm 的三相全桥高频链 pdm 变换器的研究，系统方案如图 1.4 所示。 高频逆变器周波变换器高频变压器混联谐振网络负 载直流电源 dchfacac 驱动及保护电路驱动及保护电路 th u 电压检测电路 lou 控制器arm i 电流检测电路电压检测电路 图 1.4 系统方案图 随着快速微处理器、dsp 等先进控制器的出现和发展，在电源中运用全数字控制 1 绪论 5 技术代替原来的模拟控制器己成为可能并成了电力电子技术以后发展的方向。 当今的快速微处理器主要有：avr 单片机，数字信号处理芯片(dsp)，arm 嵌入 式处理器等。由于高频变换器不仅要求处理器运算速度快，而且要求输出足够高频率 的控制波，所以 avr 单片机还是有些力不从心。dsp 和 arm 嵌入式处理器都可以胜 任，国内外用 dsp 实现电源数字化控制的研究及应用实例常见诸报道。而近 2，3 年 来刚刚流行起来的具有极低功耗极低成本和极高性能的 arm 系列 32 位嵌入式处理器 具有十分卓越的性能。不仅运算速度快(超过 0. 9mips/ z mh)，精度高(32 位)而且便于 实时操作系统的移植，真正成为实时多任务系统。丰富的外设如 a/d 转换，pwm 输 出，can 总线，多个串行接口等使得 arm 处理器在汽车电子、电力电子和工业控制 等领域应用非常方便。因此，采用 arm 方案，将大大有利于系统集成、调试和升级。 1.4 课题主要工作 本文的主要工作主要包括以下几个方面： (1) 基于三相全桥 dc/hfac/ac 的主电路拓扑结构，分析将 pdm 理论应用到该 电路的工作过程，并在 matlab/simulink 环境下进行方法可行性的仿真，适当选 取元件参数，组成一个能进行原理性验证的仿真系统。 (2) 研究以 arm7tdmi 为内核的嵌入式处理器 lpc2100/2200 系列芯片，将其运 用于三相高频链电路。该控制电路代替传统的模拟控制，实现全数字控制，使主电路 输出符合设计要求。 (3) 对整个系统进行硬件设计，包括主电路设计和控制电路设计，选取适当的元器 件和相应的参数。 (4) 软件部分主要是基于 arm 的控制电路的程序设计。程序设计的任务是：根据 输出的实时情况产生控制主电路开关器件的控制信号，实现对主电路的 pdm 控制；实 现过电流、过电压及三相不平衡保护及计算输出电压有效值送显等。 研究的难点主要有两点： (1) pdm 技术应用于三相全桥高频链电路中的可行性探索。目前，pdm 软开关技 术已经成熟的应用于感应加热装置等单相电路，而该技术在三相全桥高频电路中的应 用研究比较少见，因此这个工作是一个难点和挑战。 (2) 开关频率较高。与普通 dc/dc 技术相比，高频逆变技术较为复杂，一般开关 频率为十几到几十千赫兹（而 dc/dc 的开关频率可达几百甚至上兆赫兹） 。一般的模 拟电路控制方案由于是纯硬件操作，提高开关频率较为容易。本论文是基于 arm 控制 器的方案，在短短的几十微秒的开关周期内，arm 要完成一系列计算、定位、采集等 操作，芯片要有很高的运算处理速度，同时对软件编程是否高效性、合理性提出了更 高的要求。 西安科技大学硕士学位论文 6 1.5 课题的意义 高频链技术使得电力电子装置轻量化、小型化。用 pdm 调制原理，可以实现零电 压技术，使三相全桥高频链系统的变换器开关损耗降低。把当今性能最强的 arm 嵌入 式微处理器应用于电力电子装置实现全数字控制，对装置的性能改善有着一定的意义。 这种变换系统可以在新型航空电源、ups 和混合电动汽车等需要体积小重量轻的电源 领域得到应用。 2 高频交流脉冲密度调制理论 7 2 高频交流脉冲密度调制理论 2.1 单相高频交流环功率变换分布系统 单相高频交流环功率变换分布系统的原理框图如图 2.1 所示。整个系统由三部分组 成：单相高频交流电压环，高频变压器和高频交流脉冲密度调制(pdm)变换器。单相 交流电压环的工作频率固定在 20khz。变换器直接由可双向流动的单相高频电压环来 合成所需的低频（包括直流的情况）电压或电流源。为了减小整个变换器的开关损耗， 变换器的开关严格地限制在高频环节电压的过零点。由于采用了零电压开关技术，高 频交流电压环节的整数半周期就成为合成低频信号的基本单位。脉冲密度调制(pdm) 控制策略用来控制合成信号的幅值。并联 lc 谐振电路既可作为暂态能量存储器，又能 确保高频环节输入电压更接近正弦波。 14, 8 单相 高频环 pdm变换器 负载 高频 变压器 图 2.1 单相高频交流环功率变换分布系统 单相高频交流环功率变换分布系统的灵活性主要取决于静态接口变换器可以将频 率固定的单相高频交流电压有效地合成幅值和频率可调的低频电压信号的能力。为了 提高效率，整个系统的功率变换过程必须一步完成。传统的交-交变换器通过相角控制 来完成这种交流电源的一步变换过程。当频率微分很小时，相角控制可以连续地控制 合成信号的频率和幅值，这一点对于低失真合成低频信号是非常重要的。如果将相角 控制用在高频脉冲时，每次开关动作期间瞬时产生的高电流和电压会导致额外的开关 损耗。相角控制的另一个缺点是变化的功率因数反过来会影响交流电源，引起高频交 流环节系统波形的严重失真。本文提出的采用高频交流脉冲密度调制(pdm)变换器来 实现一步合成低失真的直流或交流电压信号时没有以上的限制。 2.2 交流脉冲密度调制原理 交流脉冲密度调制技术总体上讲是一种零电压技术。在任何交流环节系统中，环 节的电压在其一个周期中要过零两次。如果能严格控制高频交流变换器中的所有开关 点，使其都必须经过这些零电压点，传统的硬开关ac-ac变换器中几乎所有的缺点都 西安科技大学硕士学位论文 8 可以消除。由于在开关的瞬间，开关上的电压接近于零或者就是零，所以开关的损耗 就比较小，承受的应力也比较小。这种零电压开关技术(zero voltage switch zvs) 减缓 了开关器件上的应力，有效地抑制住噪音，减小整个驱动系统的体积，进而大大地提 高整个变换器的效率。 三相桥式电路通常可以看成是由三个单相半桥电路组合而成，因此，分析半桥电 路中 pdm 的调制原理很有意义。如图 2.2 所示，图中假设高频交流环节电压有中 th u 点，被分成了 2 个电压为的理想电压源。电路中的上下两个桥臂开关由两个带2 th u 有旁路二极管的 igbt 反向串联组成，用以实现电流的双向流动。由于零电压技术的 使用，器件的开与关，被严格地限制在电压的过零点。所以电压的半周期就成 th u th u 为合成输出低频信号的最基本单元。其具体控制方法采用离散半周期调制，其控制的 框图如图 2.3 所示。 a s12 d42 d41 d12 d11 s41 s42 s11 z n 02 th u 02 th u 图 2.2 变换器的半桥电路 对给定的参考信号，变换电路选通合适的开关输出，在经 lc 低频滤波后， * lf u an u 产生需要的输出端反馈电压。误差积分器产生误差信号 e(t)，它与参考值和合成值 lo u 之间的差值的积分成比例。e(t)是用来测量参考波形和实际合成波形的面积差。比较器 比较误差信号是否超出预先设定的误差范围。门逻辑电路根据比较器的输出和参考信 号的极性判断是否合成的低频电压信号的面积己经超过参考电压的面积。参考电 * lf u 压信号和门逻辑电路输出的下一个带极性的半周期脉冲将减小这个误差。通过这个反 馈作用，可以保证参考信号和合成信号两个曲线包围的面积始终保持平衡。面积的平 衡导致合成的输出的半个周期脉冲的密度通过参考信号的幅值被调制。所以用“面积比 较脉冲密度调制”(ac-pdm)来描述这种类型的变换器/控制器。 2 高频交流脉冲密度调制理论 9 u ua an n 门门极极逻逻 辑辑单单元元 * lf u th u * lf u lo u e e( (t t) ) 比比较较器器 积积分分器器 e e( (t t) ) 2 th u 2 th u 图 2.3 pdm 控制原理 图 2.4 为相应的调制波形示意图，从图中可以看到，输出电压波形是由许多输入高 频交流整数半周期脉冲组成。由于零电压技术的采用，管子的开关被严格地限制在高 频正弦电压的过零点，从理论上讲，开关损耗可以减少到零或接近于零，这样传统硬 开关变换器中的一些缺点就可以消除或减弱。 th u * lf u an u t t t 0 0 0 图 2.4 pdm 调制波形示意图 2.3 半周期脉冲积分调制的特性 电压合成脉冲密度调制的基本关系可以写成： dttutu k te lolf )()( )( * (2.1) 等式的右端是合成的低频电压信号和参考信号的电压时间面积差。k 是积 lo u * lf u 分器的增益系数。在给定系统中，控制器的反馈作用使得误差的影响尽量减小到最小 值，理想时误差为零。 * maxlf u的值可以通过假设积分误差非常小或者时间面积相等)(te 的方法来确定。 西安科技大学硕士学位论文 10 如果参考信号是直流，从电压时间面积等式可以得到： (2.2) th d u u max 其中，是直流参考信号的最大值，由上式可知，它可以由峰值为的高频环节 maxd u th u 电压来合成。低于这个最大值的直流电压值可以表示为： (2.3) th d u mu 这里，是调制系数，它的取值范围是 0 到 1 之间。 maxdd uum 半桥电路合成交流电压时，方程(2.2)可以认为基本是成立的。这是因为当频率微 分很大时，参考信号对于几个连续的高频脉冲来说，它变化是很缓慢的可以看成是常 数。在这个很小的区域可以看成面积平衡与直流电压合成的情况一样。需要注意的是， 频率微分越大，近似的越好。 8 th lf u u * max if (2.4) thlo ff 在建立上面的电压关系时，认为电压时间面积误差是可以忽略不记的。假设作a 为高频电压的某半个周期的电压时间面积，对半桥电路下式成立： (2.5) th th f u a 2 如果 * a 表示在同一高频时间间隔参考电压下的面积。调制过程中，最大误差发 生在 * lf u 极性发生变化时，因此有： (2.6) * )( aa k te ea 如果参考电压存在，那么可以估算为： * lf u * maxlf u * a (2.7) th lf th lf f mu f u 22 * max * * a 是前面定义的调制系数。由方程(2.4)和方程(2.7)，最大误差满足：m (2.8) th th a f um e 2 )1 ( max 2 高频交流脉冲密度调制理论 11 这个不等式表明对于一个给定的环节电压，最大误差随着环节频率的增加而减 th f 小。所以，环节电压的频率越高，合成的波形越整齐。实际上在绝大多数的半周 th u 期中，实际的误差远远小于这个最大值。当合成低频电压时，如果将 maxa e与参考信号 的某个低频半个周期下的面积进行比较，对正弦参考信号可以推导出二者的比值为： * lf a (2.9) )/( )2/ )1( * max lolf thth lf a fu ufme a 根据低频参考信号的最大值和利用公式(2.4)，可以得到(2.9)的另一种形式： * lf u (2.10) th lo lf a f f m m a e)1 ( 2 * max 在一个交流环节系统中，由上式可知，当合成幅值固定的电压时应尽量取较高值 的调制系数。这样，变换器输出就能够实现低失真合成波形。 2.4 数学模型及谐波分析 根据高频交流脉冲密度调制理论，将反馈信号同正弦给定信号进行比较，由误差 信号的大小决定脉冲的极性。由于信号的离散化处理，输出信号中不可避免地包含高 次谐波成分，而这些谐波分量会对输入信号产生干扰引起输入信号波形的畸变。为了 深入了解这种变换器的特性，优化设计变换器相应的参数有必要建立数学模型并对其 进行谐波分析。 28,27,26 为了简便起见，认为高频交流电压是理想电压源，而周波变换器的损耗则不 th u 予考虑。图 2.5 为理想化的周波变换器拓扑图。根据电路网络理论，图 2.5 所示的电路 可以抽象为一般的网络如图 2.6。 a b c n za n th u th u )( tii )( tuth )( 0 ti )( 0 tu 开关函数 )( ts 图 2.5 周波变换器理想模型 图 2.6 变换器网络模型 图 2.6 中，为输入电压信号；为输出电压信号；)( ts为开关函数，)( tuth)( 0 tu 亦即变换器的传递函数。由自动控制理论可知，输出电压的表达式为： 西安科技大学硕士学位论文 12 (2.11)()()( 0 tstutu th 于是，图 2.5 中相对于电源中点 n 的相电压，和的表达式分别为： an u bn u cn u (2.12)()( 0 tstuu sth an (2.13) 3 2 ()( 0 tstuu sth bn (2.14) 3 2 ()( 0 tstuu sth cn 其中输入信号在方波工作模式下的傅里叶表达式可以推导为： (2.15)cos( 1 1 ( 42 2 1 )( ,4,2 2 tn n uuutu s n mthmthths th 开关函数傅里叶表达式取下列形式： (2.16)cos() 2 sin( 14 )( 0 , 5 , 3 , 1 0 tmm m ts m 由公式(2.12)和公式(2.16)得： )cos( ) 2 sin( 4 )cos( 1 142 0 , 5 , 3 , 1, 6, 4, 2 2 tm m m tn n uuu m s n thmthman )cos()cos( )1( ) 2 sin( 8 )cos( ) 2 sin( 8 00 6,4,25,3, 1 2 2 0 ,5,3, 1 2 tmntmn nm m utm m m u ss nm thm m thm (2.17) )cos(21)cos( 8 ,6,4,2 0 ,5,3, 1 2 tnctmcu s n n m mthm 其中： m m cm ) 2 sin( , 5 , 3 , 1m 1 1 2 n cn, 6 , 4 , 2n 2 高频交流脉冲密度调制理论 13 在三相电路中，只在相位上互差所以有： cn bn anuuu , 120 (2.18)cos(21 )120(cos 8 , 6 , 4 , 2 0 0 , 5 , 3 , 1 2 tnctmcuu s n n m mthm bn (2.19)cos(21 )120(cos 8 , 6 , 4 , 2 0 0 , 5 , 3 , 1 2 tnctmcuu s n n m mthmcn 三相负载的相电压有如下关系： (2.20)( 3 1 3 2 cnbn an anuuuu (2.21)( 3 1 3 2 cnan bn bnuuuu (2.22)( 3 1 3 2 bnan cn cnuuuu 因此可以推得负载相电压为： (2.23)cos( )cos(21 8 0 ,7,5, 1,6,4,2 2 tmtncc u u mn snm mth an (2.24) 3 2 (cos)cos(21 8 0 ,11,7, 5 , 1, 6, 4, 2 2 tmctncuu m ms n nmth bn (2.25) 3 2 (cos)cos(21 8 0 ,11,7, 5 , 1, 6, 4, 2 2 tmctncuu m ms n nmth cn 将式(2.23)展开得： (2.26) )cos()cos( )1( ) 2 sin( 8 )cos( ) 2 sin( 8 00 6,4,27,5, 1 2 2 0 ,7,5, 1 2 tmntmn nm m utm m m uu ss nm thm m thman 从上式的表达式可以看出，第一项为基波和基波的奇次谐波分量，基波振幅为 ，低次谐波幅值随的增大而逐步哀减。第二项为高次谐波分量，它不但 thm u)8( 2 m 与有关，还与有关，并随着和的变大迅速减小。上式表明，各高次谐波分量mnmn 集中在以电源频率为中心的周围，形成电源频率的偶次谐波和基波奇次边带谐波。 s 另外，各次谐波成分中都不存在为 3 的整倍数边频分量。m 相电流的基波部分由负载条件单独决定，而谐波电流可以从每相的等值电路中负 西安科技大学硕士学位论文 14 载的参数求出。通过叠加原理可以求出所有的谐波电流。所以如果将负载选为感应电 动机的话，则有： (2.25) 321aaaan iiii (2.26)sin( 011 tii ma (2.27) m m mthm a z tmcu i ,7,5,1 0 2 2 )cos( 8 (2.28) m nm ssnmmth a z tmtntmtnccu i , 4 , 2, 7 , 5 , 1 2 3 )cos()cos( 8 其中： zm的幅值为： ljmrzm 0 2 0 2 )(lmra 因为r2 ，所以)( 0l m 90 0 lmzm 于是低频电流分量可以等效为： 2a i zm tmcu i m mmth a ,7,5, 1 0 2 2 )cos( 8 90 )cos( 8 0 ,7,5,1 0 2 lm tmcu m mthm (2.29) )sin( ) 2 sin( 8 0 ,7,5,1 22 0 tm m m u l m thm 高频电流分量可以表示为： 3a i )sin()sin( ) 1( ) 2 sin( 8 00 , 4 , 2, 7 , 5 , 1 22 0 3 tmtntmtn nm m u lm i ss nm thma (2.30) 在公式(2.25)中，第一项为基波电流，幅值为。第二项为低次谐波分量，由公 m i1 2 高频交流脉冲密度调制理论 15 式（2.29）可以看到幅值随和的增大而迅速衰减。第三项为高次谐波分量，随着 2 m 0 和的变大迅速减小。各次谐波的含义同电压表达式。从公式(2.30)还可以看出，电mn 机漏感 l 的增大有助于降低谐波幅值。如果电机漏感选择比较合适这些谐波成分对电 机电流的影响就会变小。和的表达式基本同，只是相位分别滞后 120 和 bn i cn i an i 240。 西安科技大学硕士学位论文 16 3 系统分析及仿真研究 3.1 系统构成 基于pdm控制技术的三相全桥高频链系统功率主电路拓扑图如图3.1所示，系统采 用主回路拓扑结构，有两级功率变换组成。电路通过对高频逆变器开关achfacdc 管k1-k4的切换将直流电压源电压转换成高频方波电压信号，再经由， i u 1s l ，组成的混联谐振电路得到的交流正弦波高频电压源。改变高频 1s c 2s l 2s c z kh20 变压器的匝数比，可以达到系统所要求的高频电压值，本系统采用升压变压器。高t 频电压通过周波变换器经pdm技术变换，在负载端得到低频电压。由于电流的双向流 动，图中周波变换器的开关为交流双向开关，采用两个反串联的igbt和相应的续流二 极管组成。 从实现的功能划分，系统包括功率主电路和控制电路两部分。 t c b a n s12 s22 d22 d21 d62 d61 d42 d41 d52 d51 d32 d31 d12 d11 s32 s62 s41 s52 s21 s61s61 s51s51s31 s32 s42 s11 n uab z z z k1k3 k2k4 d4d2 d3 d1 ui 1s c1s l 2s c 2s l a b c d i 控制器 驱动及保护电路 驱动及保护电路 电流检测电路电压检测电路 电压检测电路 lo u th u arm 图 3.1 系统构成 功率主电路主要包括如下几个部分： (1) 直流电源端：为逆变器提供 dc24v 功率输入； (2) 高频逆变器：dc/ac 变换，通过开关管高频切换，周期性地产生高频方波电 压信号； 3 系统分析及仿真研究 17 (3) 混联谐振电路：将高频方波电压信号变为正弦波高频电压源； (4) 高频变压器：将低压高频正弦波信号升压至所需的电压幅值； (5) 周波变换器：ac/ac 变换，通过 pdm 控制方式实现电压的工频变换； (6) 滤波器：将工频 pdm 波滤波成标准的正弦波作为反馈信号送 arm 控制器。 控制电路主要包括： (1) arm 核心控制电路：实现逆变器正常工作所需的一切检测、计算、控制等功 能，如 pdm 控制产生开关信号、ad 采集等； (2) 开关管驱动电路：将驱动信号进行功率放大后驱动各个开关管； (3) 电压电流检测保护电路：将高电压、大电流功率信号转化成小信号，供 arm 采集、计算及为主电路发出保护信号。 3.2 高频混联谐振逆变器 高频三相全桥电路的前级电路由直流电压源，高频逆变器，混联谐振电路及高频 变压器组成，如图3.2所示，工作过程为：直流电压信号经高频逆变器产生方波电压， 再经混联谐振电路变为正弦波信号送高频变压器，为后级周波变换器电路提供高频电 源。 一般的串联谐振逆变器在负载满载时输出电流中含有较低的高次谐波分量。但是 当负载变小时，高次谐波分量便会显著上升。而并联谐振电路的输出与谐振电容并联， 使得并联谐振逆变器具有电压源性质，对负载的变化不灵敏，同时还具有很强的抑制 高次谐波的能力。在逆变器的输出端将串联谐振支路和并联谐振支路混联，以构成混 联谐振电路，从而兼有串联谐振和并联谐振的共同优点。 对于理想的电压源而言，当负载由满载变为空载时，电压不随负载变化，而电流 由额定值变为零。根据戴维南定律，高频混联谐振逆变器的等值电路如图3.3所示。 k1k3 k2k4 d4d2 d3 d1 ui 1s c1s l 2s c 2s l a b c d 2 z 1 z 0 z 1k3k 2k 4k i u a b c d ab u cd u 图 3.2 高频混联谐振电路 图 3.3 高频混联谐振逆变器等值电路 图3.3中，为逆变器输出电压；为谐振电输出电压；为后级电路虚拟等 ab u cd u 0 z 效负载；为串联支路等效电抗；为并联支路等效电抗。 1 z 2 z 西安科技大学硕士学位论文 18 其中： (3.1)( 111cl xxjz (3.2) 22 22 2 cl cl xx xx jz (3.3)/( / 02 021 zz zzz u u ab cd 根据理想电压源性质，如果在任意负载下，逆变器输出的等于谐振电路输出 ab u 电压，就必须有，于是有： cd u0 1 z (3.4) 11cl xx 而且，欲使无负载时的开路电流为零的话，还必须有，即： 2 z (3.5) 22cl xx 公式(3.4)和(3.5)表明，如果谐振电路输出电压为理想电压源，串联支路和并联 cd u 支路就必须同时在逆变器的工作频率处谐振。所以，这种逆变器又称“双谐振逆变器” 。 根据以上分析，对前级电路在matlab环境中进行仿真选取参数如下： ，变压器变比hls95.28 1 fcs01 . 2 1 hls 3 . 19 2 fcs29 . 3 1 ，控制导通角。 仿真电路如图所示。2:1/ 21 nn z khf20 0 0 120 图 3.4 高频混联谐振逆变器仿真模块 仿真结果如下各图所示。 3 系统分析及仿真研究 19 vucd/ 图 3.5 电压波形 cd u vuth/ 图 3.6 变压器副边波形 th u 3.3 单相半桥电路 pdm 控制 三相桥式电路可以看做由三个半桥电路组合而成，因此对单相半桥实现 pdm 控制 是实现对三相电路 pdm 控制的基础。 由 pdm 控制原理可知，给定的参考电压信号与反馈电压两者的误差积分 * lf u lo u 信号经比较器后有，当时，表示此刻参考电压信号的曲线时间面积大)(te0)(te * lf u 于反馈电压的曲线时间面积，为了减小这个面积差实现反馈信号对给定信号的跟 lo u 踪，则需要在下一时刻高频电源电压过零点时控制开关管开通或关断使得在负载输出 端输出的高频正弦半波脉冲信