通信原理PPT电子课件教案-第9章模拟信号的数字传输.ppt

1,第九章 模拟信号的数字传输,9.1 引言 9.2 模拟信号的抽样 9.3 模拟脉冲调制 9.4 抽样信号的量化 9.5 脉冲编码调制 9.6 差分脉冲编码调制 9.7 增量调制 9.8 时分复用和复接,2,9.1 引言,通信中的电话、图象业务等信源大多在时间和幅度上均为连续取值的模拟信号，需要实现数字化传输和交换时，首先必须通过抽样、量化和编码将模拟信号变成数字信号，经数字通信方式传输，接收端进行相应的译码、数/模变换还原为模拟信号。,9.1 引言,3,9.1 引言,模拟信号的数字化传输方框原理图为：,4,9.1 引言,5,a/d d/a mk(t) m(t),m(t),sk,mk(t),sk,9.2 模拟信号的抽样,抽样定理告诉我们：如果对某一带宽有限的时间连续信号（模拟信号）进行抽样，且抽样速率达到一定数值时，那么根据这些抽样值就能准确地确定原始信号。这就是说，若要传输模拟信号，不一定要传输模拟信号本身，可以只传输按抽样定理得到的抽样值。因此，该定理就为模拟信号的数字传输奠定了理论基础。,6,9.2.1 低通模拟信号的抽样定理,所谓“抽样”就是利用脉冲序列s(t)从连续信号m(t)中“抽取”一系列的离散信号（抽样信号）ms(t)t=nts。抽样点的函数值ms(nts)称为样值。ts为抽样点之间的时间间隔，称为“抽样间隔”。当ts为常数时，它又被称为“抽样周期”，此时的抽样称为“均匀抽样”。ts的倒数fs=1/ts称为“抽样频率”，单位为hz，或写成抽样角频率s=2fs=2/ts，单位为rad/s。,9.2.1 低通模拟信号的抽样定理,抽样定理是指：一个频带限制在（0，fh ）赫兹内的时间连续信号m(t) ，如果以ts1/(2fh)秒的间隔对它进行等间隔抽样，则m(t)将被所得到的抽样值完全确定。 最低允许的采样频率fs=2fh称为奈奎斯特(nyquist)频率。 最大允许的采样间隔ts=1/(2fh)称为奈奎斯特间隔。,8,9.2.1 低通模拟信号的抽样定理,抽样定理的证明,9,9.2.1 低通模拟信号的抽样定理,假设m(t)、 t(t) 和ms(t)的频谱分别为m()、t() 和ms()。 t(t)=(t-nts) t()=2/ts(-ns) 根据关系ms(t)=m(t) t(t)，按频率卷积定理：,10,9.2.1 低通模拟信号的抽样定理,由冲激函数卷积性质得 该式表明：ms(t)的频谱ms()是m()的周期性复制品，即ms()是无穷多个间隔为s的m()相迭加而成。 这意味着，只要s 2h(fs 2fh), m()就周期性地重复而不重叠，因而ms(t)中包含了m(t)的全部信息。,11,9.2.1 低通模拟信号的抽样定理,12,9.2.2 带通模拟信号的抽样定理,信号m(t)的最低频率为fl，最高频率为fh，带宽b=fh-fl。若bfl，称其信号为带通型信号，即带通信号。 带通信号的抽样频率如何选择呢？若采用fs=2fh，抽样信号频谱是不会重叠的，不会产生折叠噪声。但能否利用0fl这段频率，提高信道利用率、降低抽样频率、减小信道的传输带宽。,13,9.2.2 带通模拟信号的抽样定理,14,带通信号的抽样频谱（fs=2fh）,9.2.2 带通模拟信号的抽样定理,如果模拟信号f(t)是带通型信号，频率限制在fl和fh之间，带宽b=fh-fl，则其抽样频率应满足：fs=2b(1+k/n)，其中n是小于fh/b的最大整数(当刚好是b的整数倍时，n就为该倍数)； 0k1。 fh=nb+kb， 0k1 由于0 k 1，则带通信号的抽样频率在2b4b之间变动。画出其曲线为：,15,9.2.2 带通模拟信号的抽样定理,16,9.2.2 带通模拟信号的抽样定理,17,fh=5b时带通信号的抽样频谱,9.2.2 带通模拟信号的抽样定理,18,令 抽样频率 fs = 2b， 带通信号 fh = 6b,m( f ),fl,fh,fs,- fs,0,- fl,- fh,b,- b,结论：若限制 fs 2 fh ，只有当抽样频率 fs = 2b 时，样值序列的频谱不发生重叠。因此抽样频率值特殊。,9.2.2 带通模拟信号的抽样定理,19,fh = nb + kb,（ n = 0、1、2 0 k 1 ）,令 抽样频率 fs = 2b， 带通信号 fh = 4b+ kb,fs,- fs,结论：样值序列的频谱发生重叠，不能恢复模拟信号。,9.2.2 带通模拟信号的抽样定理,20,fs 的选择方法,恢复 m( t ) 的条件是红三角形频谱图处不能产生重叠,fs,- fs,因而需将与之重叠的下边带移开,讨论：, n fs 抽样脉冲右移距离是,9.2.2 带通模拟信号的抽样定理,根据式fs=2b(1+k/n)和关系fh=b+fl画出的曲线如图所示。由图可见，fs在2b4b范围内取值，当flb时，fs趋近于2b。这一点由式fs=2b(1+k/n)也可以加以说明，当flb时，n很大，所以不论fh是否为带宽的整数倍，可简化为fs2b。 实际中应用广泛的高频窄带信号就符合这种情况，这是因为fh大而b小， fl当然也大，很容易满足flb。因此带通信号通常可按2b速率抽样。一般要求 fl(5-10)b。,21,9.3 模拟脉冲调制,以脉冲序列作为载波的调制方式称为脉冲调制。 按基带信号改变脉冲参数的不同，脉冲调制又可分为： 脉幅调制(pulse-amplitude modulation) 脉宽调制(pulse-duration modulation ) 脉位调制(pulse-position modulation ) 脉冲调制仍然属于模拟调制技术。,22,9.3 模拟脉冲调制,23,9.3 模拟脉冲调制,pam是指脉冲载波的幅度随调制信号而变化的一种调制方式。 所用的脉冲载波是周期为t、幅度为a、宽度为的脉冲序列，用s(t)表示。 脉冲幅度调制的过程即利用脉冲载波对原始信号进行抽样的过程，故又称pam信号为载波抽样信号。 只需要用理想lpf便可从pam信号中恢复出原基带信号m(t)。,24,9.3 模拟脉冲调制,自然抽样用乘法器实现，其实质就是连续信号与矩形抽样脉冲相乘。 自然抽样的时域表达式为 ms(t)=m(t)s(t)=m(t)g(t-nt) 其中，g(t)的脉冲幅度为a，脉宽为，周期为t=1/(2fh)。 自然抽样的频域表达式为 ms()=(a/t)sa(nh)m(-2nh),25,9.3 模拟脉冲调制,26,自然抽样信号的波形及频谱,9.3 模拟脉冲调制,从频谱图看出，它与理想抽样的频谱非常相似，也是由无限多个间隔为s=2h的m()频谱之和组成。其中, n=0的成分是(/ts)m()，与原信号谱m()只差一个比例常数(/ts)，因而也可用低通滤波器从ms()中滤出m()，从而恢复出基带信号m(t)。 比较理想抽样和自然抽样，发现它们的不同之处是: 理想抽样的频谱被常数1/ts加权，因而信号带宽为无穷大； 自然抽样频谱的包络按sa函数随频率增高而下降，因而带宽是有限的，且带宽与脉宽有关。越大，带宽越小，这有利于信号的传输，但大会导致时分复用的路数减小，显然的大小要兼顾带宽和复用路数这两个互相矛盾的要求。,27,9.3 模拟脉冲调制,瞬时抽样（平顶抽样） 它与自然抽样的不同之处在于它的抽样后信号中的脉冲均具有相同的形状顶部平坦的矩形脉冲，矩形脉冲的幅度即为瞬时抽样值。 平顶抽样pam信号在原理上可以由理想抽样和脉冲形成电路产生，其原理框图及波形如图所示，其中脉冲形成电路的作用就是把冲激脉冲变为矩形脉冲。,28,9.3 模拟脉冲调制,29,9.3 模拟脉冲调制,平顶抽样信号频谱mh()为 由上式看出，平顶抽样的pam信号频谱mh()是由h()加权后的周期性重复的m()所组成，由于h()是的函数，如果直接用低通滤波器恢复，得到的是h()m()/ts，它必然存在失真。,30,mh（）=ms()h() = 1/th() m(-2nh) =1/t h() m(-2nh),9.3 模拟脉冲调制,从瞬时抽样信号的恢复原始信号,31,ms（）=mh()/h() =1/t m(-2nh),n=-,9.4 模拟信号的量化,采用量化抽样值的方法才能够利用数字传输系统来实现抽样值信息的传播。 用预先规定的有限个电平来表示模拟抽样值的过程称为量化。 这有限个电平称为量化电平。 抽样是把一个时间连续信号变换成时间离散的信号，而量化则是将取值连续的抽样变成取值离散的抽样值序列。 量化会产生量化误差，或称量化噪声。,32,9.4.1 量化原理,33,9.4.1 量化原理,图中，m(t)是模拟信号；抽样速率为fs=1/ts; 抽样值用“”表示； 第k个抽样值为m(kts)；mq(t)表示量化信号; q1qm是预先规定好的m个量化电平（这里m=7）; mi为第i个量化区间的终点电平（分层电平）; 电平之间的间隔i=mi-mi-1称为量化间隔。量化就是将抽样值m(kts)转换为m个规定电平q1qm之一： mq(kts)=qi, 如果mi-1m(kts)mi,34,9.4.1 量化原理,mq(t)=mq(kts) ,ktst(k+1)ts 从上面结果可以看出，量化后的信号mq(t)是对原来信号m(t)的近似，当抽样速率一定，量化级数目（量化电平数）增加并且量化电平选择适当时，可以使mq(t)与m(t)的近似程度提高。 mq(kts)与m(kts)之间的误差称为量化误差。对于随机信号，量化误差也是随机的，它像噪声一样影响通信质量，因此又称为量化噪声，通常用均方误差来度量。,35,9.4.1 量化原理,假设m(t)是均值为零，概率密度为f(x)的平稳随机过程，则量化噪声的均方误差（即平均功率）为 这是求量化误差的基本公式。在给定信源的情况下，f(x)是已知的。因此，量化误差的平均功率与量化间隔的分割有关，如何使量化误差的平均功率最小， 是量化器的理论所要研究的问题。,36,9.4.2 均匀量化,把输入信号的取值域按等距离分割的量化称为均匀量化。在均匀量化中，每个量化区间的量化电平均取在各区间的中点。 其量化间隔i取决于输入信号的变化范围和量化电平数。若设输入信号的最小值和最大值分别用a和b表示, 量化电平数为m，则均匀量化时的量化间隔为,37,9.4.2 均匀量化,量化器输出为 mq=qi, mi-1mmi 式中, mi是第i个量化区间的终点（也称分层电平），可写成 qi是第i个量化区间的量化电平，可表示为,38,9.4.2 均匀量化,量化器的基本的性能指标是信噪比（s/nq），它的定义是输入信号功率与量化噪声的比值。下面计算均匀量化器的量化信噪比。 均匀量化器的量化噪声功率为,39,9.4.2 均匀量化,量化器的输出信号功率为： 例：设一m个量化电平的均匀量化器，输入区间-a，a具有均匀概率密度函数，试求该量化器输出端的平均信号功率与量化噪声功率比（量化信噪比）。,40,9.4.2 均匀量化,41,9.4.2 均匀量化,42,由此可知：量化器的输出信噪比随量化电平数m的增加而提高。,而输出信号功率为：,9.4.2 均匀量化,均匀量化的主要缺点：无论抽样值大小如何，量化噪声的均方根值都固定不变。因此，当输入信号m（t）很小时，信号的量化噪声功率比也很小，其信噪比则达不到给定要求，这样，对于弱信号时的信号量化噪声功率比就难以达到给定的要求。通常，把满足信噪比要求的输入信号的取值范围定义为动态范围。因此，均匀量化时输入信号的动态范围将受到较大的限制。为了克服均匀量化的缺点，实际中往往采用非均匀量化。,43,9.4.3 非均匀量化,非均匀量化是依据信号的不同区间来确定量化间隔。即信号小的区间量化间隔小，信号大的区间选取的量化间隔大。 突出的优点有：一是当输入量化器的信号具有非均匀分布的概率密度时，非均匀量化器的输出可以得到较高的平均信号量化噪声功率比；二是非均匀量化时，量化噪声功率的均方根值基本上与信号抽样值成比例。因此量化噪声对大小信号的影响大致相同，改善了小信号的量化信噪比。,44,9.4.3 非均匀量化,实现方法：实现非均匀量化的方法之一是把输入量化器的信号x先进行压缩处理，再把压缩的信号y进行均匀量化。压缩器就是一个非线性变换电路，弱信号被放大，强信号被压缩。压缩器的入出关系表示为y=f(x) 。接收端采用一个与压缩特性相反的扩张器来恢复x 。常用压缩器大多采用对数式压缩，即y=lnx。广泛采用的两种对数压扩特性是律压扩和a律压扩。,45,9.4.3 非均匀量化,46,9.4.3 非均匀量化,1. a压缩律 所谓a压缩律就是压缩器的压缩特性为： 式中，y归一化的压缩器输出电压，x归一化的压缩器输入电压，a压扩参数，表示压缩程度。,47,9.4.3 非均匀量化,理想压缩特性不经过原点。为了使此曲线经过原点，修正的办法是通过原点作切线ob，用直线段代替曲线段，就得到a律。 a律是物理可实现的。其中的 常数a不同，则压缩曲线的形状 不同，这将特别影响小电压的信 号量化信噪比的大小。a=87.6,9.4.3 非均匀量化,1. 13折线压缩特性a律的近似 早期的a律压扩特性是用非线性模拟电路实现的。 电路实现这样的函数规律是相当复杂的，因而精度和稳定度都受到限制。随着数字电路特别是大规模集成电路的发展，另一种压扩技术数字压扩，日益获得广泛的应用。它是利用数字电路形成许多折线来逼近对数压扩特性。采用13折线近似a律压缩特性。,9.4.3 非均匀量化,a律13折线：用13段折线逼近a=87.6的a律压缩特性。 具体方法是：对x轴不均匀分成8段，分段的方法是每次以二分之一对分； 对y轴在01范围内均匀分成8段，每段间隔均为1/8。然后把x，y各对应段的交点连接起来构成8段直线。其中第1、 2段斜率相同(均为16)，因此可视为一条直线段，故实际上只有7根斜率不同的折线。,9.4.3 非均匀量化,9.4.3 非均匀量化,以上分析的是第一象限，对于双极性语音信号，在第三象限也有对称的一组折线，也是7根，但其中靠近零点的1、2段斜率也都等于16，与正方向的第1、2段斜率相同，又可以合并为一根，因此，正、负双向共有2(8-1)-1=13 折，故称其为13折线。,9.4.3 非均匀量化,a=87.6与 13 折线压缩特性的比较,9.4.3 非均匀量化,3. 压缩律 所谓压缩律就是压缩器的压缩特性为： 式中，y归一化的压缩器输出电压，x归一化的压缩器输入电压， 压扩参数，表示压缩程度。上式呈现的是一种近似对数关系，其特性曲线,9.4.3 非均匀量化,so /no,si /ni,9.4.3 非均匀量化,4. 15折线压缩特性 律15折线：用15段折线逼近=255的律压缩特性。 具体方法是： 对y轴均匀分成8段，第i个分点在i/8的位置 对x轴不均匀分成8段，第i个分点的位置是,9.4.3 非均匀量化,9.4.3 非均匀量化,58,律15折线性能：,9.4.3 非均匀量化,13折线的量化方案 对x轴上的8段，每段再均匀分为16个，共128个量化间隔，各段的量化间隔互不相同，分别用1、2、8表示。对y轴上的8段，各段再分成16层，共被均匀分为128层，分别与x轴上的128个量化间隔相对应。这样就相当于对输入信号进行不均匀量化，即小信号时量阶小，大信号时量阶大。最小量阶1=1/(12816)=1/2048，最大量阶 8=1/(216)=1/32=641。,9.5 脉冲编码调制,脉冲编码调制（pulse code modulation)就是用脉冲码组代表模拟调制信号的抽样量化值，是把模拟信号转换为数字信号的一种脉冲数字调制方式。 pcm方式的突出优点就是抗干扰性能好，便于时分多路复用，便于计算机处理，能够把各种输入信号（如声音、图像、数据）进行量化处理，变为代码进行传输，可以实现传输和变换一体化的综合通信方式，还可以实现数据传输与数据处理一体化的综合通信处理。,9.5.1 脉冲编码调制的基本原理,9.5.1 脉冲编码调制的基本原理,9.5.1 脉冲编码调制的基本原理,抽样,量化,编码,m(t),a/d,译码,低通滤波,msq(t),d/a,信道,msq(t),m(t),ms(t),干扰,pcm原理方框图,9.5.1 脉冲编码调制的基本原理,模拟信号经采样、量化等处理后，就可以进行编码，使量化信号变为编码信号，也就是pcm基带信号。 在实际数字系统中，一个数字信号是用二进制数来表示的。 在pcm中广泛使用的二进制码有：自然二进制码，折叠二进制码。,9.5.2 自然二进制码和折叠码,9.5.2 自然二进制码和折叠码,自然二进码就是一般的十进制正整数的二进制表示，编码简单、易记，而且译码可以逐比特独立进行。若把自然二进码从低位到高位依次给以2倍的加权，就可变换为十进数。如设二进码为(an-1, an-2, , a1, a0) 则 d=an-12n-1+an-22n-2+a121+a020 便是其对应的十进数（表示量化电平值）。 这种“可加性”可简化编译码器的结构。,9.5.2 自然二进制码和折叠码,折叠二进码是一种符号幅度码。 左边第一位表示信号的极性，信号为正用“1”表示，信号为负用“0”表示；第二位至最后一位表示信号的幅度。 正、负绝对值相同时，折叠码的上半部分与下半部分相对零电平对称折叠，故名折叠码。 其幅度码从小到大按自然二进码规则编码。 折叠优点是，传输中误码对小信号影响较小。,9.5.2 自然二进制码和折叠码,码位数决定了量化分层的数量。在信号变化范围一定时，用的码位数越多，量化分层越细，量化误差就越小，通信质量当然就更好。但码位数越多，设备越复杂，同时还会使总的传码率增加，传输带宽加大。 在a律13折线pcm 编码中，采用8位二进制码，对应有m=28=256个量化级。这需要将13折线中的每个折线段再均匀划分16个量化级，由于每个段落长度不均匀，因此正或负输入的8个段落被划分成816=128个不均匀的量化级。,9.5.2 自然二进制码和折叠码,69,1,非均匀量化： 分为 8 个段落,均匀量化： 每段分为 16 级,9.5.2 自然二进制码和折叠码,9.5.3 电话信号的编译码器,逐次比较型编码器,9.5.3 电话信号的编译码器,例：已知输入信号的一个抽样值为 +1270 个量化单位，采用13 折线 a 率压缩。求 pcm 编码码组和量化误差。,解：1）确定 c1, c1 = 1, + 1270 个量化单位 = + 1270 v 0,2）确定 c2c3c4, 第 8 段的起始电平为 1024, 1024 1270 2048, c2c3c4 = 1 1 1,3）确定 c5c6c7c8, c5c6c7c8 = 0 0 1 1,样值落在第 3 量化级,4）确定 量化误差, 第 3 量化级的坐标为（1216，1280 ）, 量化电平, 量化误差 = 1270 - 1248 = 22 ( 量化单位 ),( 量化单位 ),样值落在第 8 段, 码组：1 1 1 1 0 0 1 1,9.5.3 电话信号的编译码器,电阻网络型译码器,9.5.4 pcm系统中噪声的影响,pcm系统性能涉及两种噪声：量化噪声和信道加性噪声。考虑两种噪声时，pcm系统接收端低通滤波器的输出为 =m(t)+nq(t)+ne(t) m(t)输出端所需信号成分； nq(t) 量化噪声的输出，其功率nq； ne(t) 信道噪声引起的输出噪声，功率ne。,74,9.5.4 pcm系统中噪声的影响,信道加性噪声的影响： 在加性高斯白噪声条件下，可以认为误码是独立的，并设每个码元的误码率皆为pe。 出现多于1位误码的概率很低，所以通常只需要考虑仅有1位误码的码组错误。 由于码组中各位码元的权值不同，因此，误差的大小取决于误码发生在码组的哪一位上，而且与码型有关。,75,9.5.4 pcm系统中噪声的影响,以n位自然二进码为例，自最低位到最高位的加权值分别为20, 21, 22, 2i-1， , 2n-1，若量化间隔为，则发生在第i位上的误码所造成的误差为(2i-1)， 所产生的噪声功率是(2i-1) 2。显然，发生误码的位置越高，造成的误差越大。由于已假设每位码元所产生的误码率pe是相同的，所以一个码组中如有一位误码产生的平均功率为,76,9.5.4 pcm系统中噪声的影响,由于错误码元之间的平均间隔为1pe个码元、而一个码组又包括有n个码元，故错误码组之间的平均间隔为1/npe个码组，其平均间隔时间为 ts/npe,77,9.5.4 pcm系统中噪声的影响,78,这相当于每隔ta时间，出现一个错误脉冲抽样，这个脉冲抽样序列的功率谱密度为,于是，在理想低通滤波器输出端，由误码引起的噪声功率谱密度为,9.5.4 pcm系统中噪声的影响,79,输出噪声功率为,分析量化噪声 抽样序列为： 量化序列为： 可以写为,9.5.4 pcm系统中噪声的影响,80,可以证明，量化误差的功率谱为,9.5.4 pcm系统中噪声的影响,81,总的输出信噪比为,9.5.4 pcm系统中噪声的影响,82,大信噪比时近似,小信噪比时近似,9.6 差分脉冲编码调制,9.6.1 预测编码简介 pcm需要用64kb/s的速率传输1路数字电话信号，而传输1路模拟电话仅占用3khz带宽。相比之下，传输pcm信号占用更大带宽。为了降低数字电话信号的比特率，改进办法之一采用预测编码。差分脉冲编码调制(dpcm)是其中广泛应用的一种基本的预测方法。,83,9.6.1 预测编码简介,在预测编码中，每个抽样值不是独立编码，而是先根据前几个抽样值计算出一个预测值，再取当前抽样值和预测值之差，将此差值编码并传输。此差值称为预测误差。话音信号等连续变化的信号，其相邻抽样值之间有一定的相关性，这个相关性使信号中含有冗余信息。由于抽样值和预测值之间有坚强的相关性，即抽样值与预测值非常非常接近，可用少几位编码比特对预测误差编码，降低比特率。,84,9.6.1 预测编码简介,85,用前面若干时刻传输的抽样值来预测当前要传输的样值，然后对预测的误差而不是样值本身进行编码、传输。在接收端再用接收的预测误差来修正当前的预测值。,9.6.1 预测编码简介,预测器传输特性 预测器的输出样值mk与其输入样值mk的关系满足下式： mk= aim k-i p和ai是预测器的参数，为常数。该式表示mk是先前p个样值的加权和，ai称为预测器系数。,86,9.6.2 差分脉冲编码原理及性能,在dpcm中，只将前一个抽样当作预测值，再取当前抽样值和预测值之差进行编码并传输。这时，预测器就简化成为一个延迟电路，其延迟时间为一个抽样间隔时间ts。,87,9.6.2 差分脉冲编码原理及性能,为了在大的动态范围内以最佳的预测和量化来获得最佳的性能，在dpcm基础上引入自适应技术，称为自适应差分脉冲编码调制，简称adpcm。adpcm包括自适应预测和自适应量化。 自适应预测：预测器系数随信号的统计特性而自适应调整，提高了预测信号的精度， 从而得到高预测增益。,88,9.6.2 差分脉冲编码原理及性能,dpcm系统的量化误差为 量化信噪比为 dpcm的总量化误差qk仅与差值信号ek的量化误差有关。qk与ek都是随机变量，因此dpcm系统总的量化信噪比可表示为,89,9.6.2 差分脉冲编码原理及性能,90,gp称为预测增益，可理解为dpcm系统相对于pcm系统而言的信噪比增益。如果差值功率eek小于信号功率emk，gp就会大于1，该系统就能获得增益。,9.7 增量调制,9.7.1 增量调制原理 增量调制可以看成是一个最简单的dpcm。当dpcm系统中量化器的量化电平数取为2时，此dpcm系统就成为增量调制系统。预测误差ek=mk-mk被量化成两个电平+和-。 值称为量化台阶。就是说，量化器输出信号只取两个值。因此，rk可以用一个二进制符号表示，用1表示+及用0表示-。,91,9.7.1 增量调制原理,92,9.7.1 增量调制原理,93,9.7.1 增量调制原理,94,9.7.1 增量调制原理,图中，m(t)代表时间连续变化的模拟信号，我们可以用一个时间间隔为t，相邻幅度差为+或-的阶梯波形m(t)来逼近它。只要t足够小，即抽样速率fs=1/t足够高，且足够小，则阶梯波m(t)可近似代替m(t)。其中，为量化台阶，t=ts为抽样间隔。,95,9.7.2 增量调制中的量化噪声,在dm中量化误差产生的噪声可分为一般量化噪声（颗粒噪声）和斜率过载（量化）噪声。前者是由电平的量化产生的，而后者是由于当输入信号的斜率 较大，调制器跟踪不及而产生的。,96,9.7.2 增量调制中的量化噪声,97,(a)一般量化噪声,(b)过载量化噪声,9.7.2 增量调制中的量化噪声,1.过载量化噪声 最大跟踪斜率为： 不产生过载的条件 若输入信号是单频正弦信号，即 时，不产生过载的条件成为,98,9.7.2 增量调制中的量化噪声,为了不发生过载， 必须增大和fs。 但增大，一般量化误差也大，由于简单增量调制的量阶是固定的，因此很难同时满足两方面的要求。 提高fs对减小一般量化误差和减小过载噪声都有利。因此，m系统中的抽样速率要比pcm系统中的抽样速率高的多。典型的m系统抽样率为16khz或32khz，相应单话路编码比特率为16 kb/s或32kb/s。,99,9.7.2 增量调制中的量化噪声,2.一般量化噪声 在不过载情况下，误差eq(t)=m(t)-m(t)限制在-到范围内变化，若假定eq(t)值在此范围均匀分布，即 则量化噪声的平均功率为,100,9.7.2 增量调制中的量化噪声,上述的量化噪声功率并不是系统最终输出的量化噪声功率，因为积分器后面还有低通滤波器。eq(t)的脉冲宽度可能是ts,2ts, ，因此eq(t)的功率谱在(0，fs)区间上近似看作是均匀分布，可表示为,101,9.7.2 增量调制中的量化噪声,若接收端低通滤波器的截止频率为fm，则经低通滤波器后输出的量化噪声功率为 量化噪声功率与及(fm/fk)有关，与信号幅度无关。,102,9.7.2 增量调制中的量化噪声,信号越大，信噪比越大。对于频率为fk的正弦信号， 临界过载振 amax= 所以信号功率的最大值为,103,9.7.2 增量调制中的量化噪声,因此在临界振幅条件下， 系统最大的量化信噪比为 用分贝表示为,104,9.7.2 增量调制中的量化噪声,上式表明： 1.m的信噪比与抽样速率fs成立方关系，即fs每提高一倍，量化信噪比提高9db。因此，m系统的抽样速率至少要在16khz以上，才能使量化信噪比达到15db以上，而抽样速率在32khz时，量化信噪比约为26 db，只能满足一般通信质量的要求。 2.量化信噪比与信号频率fk的平方成反比，即fk每提高一倍， 量化信噪比下降 6 db。因此，简单m时语音高频段的量化信噪比下降。,105,9.8 时分复用和复接,时分复用（time division multiplexing）是将传输时间划分为若干个互不重叠的时隙，互相独立的多路信号顺序地占用各自的时隙，合路成为一个信号，在同一信道中传输。在接收端按同样规律把它们分开。 时分复用tdm与频分复用fdm在原理上的差别是明显的。tdm在时域上各路信号是分割开的，但在频域上各路信号是混叠在一起的。fdm在频域上各路信号是分割开的，但在时域上各路信号是混叠在一起的。,106,9.8.1 基本概念,107,要求：收、发两端开关k1 、k2 完全同步。 保证开关k1 、k2 旋转一圈的频率（即抽样频率）满足抽样定理，既可实现收发一致。,9.8.1 基本概念,108,帧周期：抽样周期 ts 。,路时隙：每路信号的一个样值占有的时间 tc 。,位时隙：码组中一个码元占有的时间 tb 。,第一路信号,第二路信号,复用信号,ts,ts,tc,tc,ts,ts,9.8.1 基本概念,当系统满足抽样定理时，则各路输出信号可分别恢复发端的原始模拟信号，即m0i(t)= mi(t)。 上述概念可以应用到n路话音信号的时分复用传输中去。n路的时间复用信号的时间分配关系，见图示。时隙1分配给第1路，时隙n分配给第n路，n个时隙称为1帧。,109,1 2 3 4 . n 1 2 3,帧（1帧时间=1/8000hz= ）,9.8.1 基本概念,110,9.8.1 基本概念,输入的第1路话音信号经二线进入混合线圈，并经放大、低通滤波和抽样。抽样信号与各路已抽样信号合在一起进行量化与编码，变成pcm信号，最后变换成适合信道传输的码型送至四线信道。接收端将收到的pcm信码经再生、译码器、pcmpam信号，分路后的pam信号经低通滤波器恢复成模拟信号，然后经放大、混合器线圈输出。其它各路的发送与接收的过程均与第1路相同。,111,9.8.1 基本概念,112,单路编译码器在pcm系统中的使用,9.8.1 基本概念,进年来，随着lsi集成电路的发展，由采用群路编译码器进行编译码，改用n路个单路编译码器实现。在时隙脉冲的控制下，按照帧结构的模式，进行n路复接。用于数字电话终端设备（pcm基群设备）的集成电路系列有：单路编译码器intel2911、mk5156，低通滤波器intel2911、mk5912、mt8912，编译码器和低通滤波器集成在一起的芯片intel2913/14、mt8963/65等。 与之配套的电路，时隙分配器mc14417/18，定时与复用器mb8717等。,113,9.8.1 基本概念,随着通信网的发展，时分复用设备的各路输入信号不再只是单路模拟信号。构成高次复用。这时，对于高次复用设备，各路输入信号来自不同地点的多用复用信号，并且时钟不同。所以在低次群合成高次群时，需要将各路输入信号的时钟调整统一。这种将低次群合并成高次群的过程称为复接；反之，将高次群分解成低次群的过程称为分接。,114,9.8.1 基本