双闭环可逆直流脉宽PWM调速系统设计.doc

交直流调速交直流调速课程设计课程设计 设 计 题 目 双闭环可逆直流脉宽双闭环可逆直流脉宽 PWM 调速系统设计调速系统设计 所 在 系 信息与机电工程系 姓 名 林超 学 号 116711010 任 课 老 师 郑金辉 专 业 年 级 电气工程及其自动化 2011 级 2014 年 12 月 1 日 目录目录 交直流调速课程设计任务书交直流调速课程设计任务书1 1 题目：双闭环可逆直流脉宽 PWM 调速系统设计.1 2 设计目的 1 3 系统方案的确定.1 4 设计任务 1 5 课程设计报告的要求： 2 6 结束语 2 直流调速课程设计说明书3 1 方案设计方案设计3 1.1 选择双闭环调速系统的理由3 1.2 选择 PWM 控制系统的理由.5 1.3 选择 IGBT 的 H 桥型主电路的理由5 1.4 方案选定5 1.5 双闭环可逆直流脉宽调速系统的原理6 2 主电路结构的设计主电路结构的设计6 2.1 PWM 变换器介绍6 2.2 桥式可逆 PWM 变换器的工作原理7 2.3 H 型主电路的波形分析.7 2.4 泵升电路9 2.6 双闭环系统的稳态结构图11 2.7 双闭环直流调速系统的动态结构图12 2.9 双闭环直流 PWM 调速系统的硬件结构图12 3 参数设计参数设计13 3.1 整流变压器的选择13 3.2 IGBT 管的参数 14 3.3 缓冲电路的参数14 3.4 整流二极管的参数14 3.5 泵升电路参数15 4 系统控制电路的设计系统控制电路的设计15 4.1 PWM 信号控制器15 4.1.1 SG3525 芯片的说明.15 4.1.2 SG3525 芯片各部分功能.16 4.2 驱动电路选用17 4.2.1 UAA4002 驱动电路的特点.17 4.2.2 正、反向驱动的功能18 5 双闭环调节器设计双闭环调节器设计19 5.1 电流环的设计19 5.1.1 确定时间常数.20 5.1.2 选择电流调节器结构21 5.1.3 选择电流调节器参数.21 5.1.4 检验近似条件21 5.1.5 计算 ACR 的电阻和电容.22 5.2 转速环的设计 22 5.2.1 确定时间常数22 5.2.2 ASR 结构设计22 5.2.3 选择 ASR 参数23 5.2.4 校验近似条件23 5.2.5 计算 ASR 电阻和电容23 5.2.6 检验转速超调量23 5.2.7 校验过渡过程时间24 5.3 反馈单元24 5.3.1 转速检测装置选择24 5.3.2 电流检测单元24 6 结束语结束语25 7 系统总电路图系统总电路图26 参考文献参考文献27 0 交直流调速课程设计任务书交直流调速课程设计任务书 1 题目：题目：双闭环可逆直流脉宽 PWM 调速系统设计 2 设计目的 1、对先修课程（电力电子学、自动控制原理等）的进一步理解与运用 2、运用电力拖动控制系统的理论知识设计出可行的直流调速系统，通 过建模、仿真验证理论分析的正确性。也可以制作硬件电路。 3、同时能够加强同学们对一些常用单元电路的设计、常用集成芯片的使用 以及对电阻、电容等元件的选择等的工程训练。达到综合提高学生工程设计与 动手能力的目的。 3 系统方案的确定 自动控制系统的设计一般要经历从“机械负载的调速性能（动、静）电 机参数主电路控制方案” （系统方案的确定）“系统设计仿真研究参 数整定直至理论实现要求硬件设计制板、焊接、调试”等过程，其中系 统方案的确定至关重要。为了发挥同学们的主观能动作用，且避免方案及结果 雷同，在选定系统方案时，规定外的其他参数由同学自已选定。 1、主电路采用二极管不可控整流，逆变器采用带续流二极管的功率开关管 IGBT 构成 H 型双极式控制可逆 PWM 变换器; 2、速度调节器和电流调节器采用 PI 调节器；U*nm=U*im =Ucm=10V 3、机械负载为反抗性恒转矩负载，系统飞轮矩（含电机及传动机构）GD2 1.5Nm2； 4、主电源：可以选择三相交流 380V 供电，变压器二次相电压为 52V； 5、他励直流电动机的参数：见习题集【4-19】 （p96）nN=1000r/min，电枢 回路总电阻 R=2，电流过载倍数 =2； 6、PWM 装置的放大系数 Ks=11；PWM 装置的延迟时间 Ts=0.4ms。 4 设计任务 a) 总体方案的确定； b) 主电路原理及波形分析、元件选择、参数计算； 1 c) 系统原理图、稳态结构图、动态结构图、主要硬件结构图； d) 控制电路设计、原理分析、主要元件/参数的选择； e) 调节器、PWM 信号产生电路的设计； f) 检测及反馈电路的设计与计算。 5 课程设计报告的要求： 1、不准相互抄袭或代做，一经查出，按不及格处理； 2、报告字数：不少于 8000 字（含图、公式、计算式等） 。 3、形式要求：以福建农林大学本科生课程设计 （工科）的规范化要求 撰写。要求文字通顺、字迹工整、公式书写规范。报告书上的图表允许徒手画， 但必须清晰、正确且要有图题。 4、必须画出系统总图，总图不准徒手画，电路图应清洁、正确、规范。未 进行具体设计的功能块允许用框图表示，且功能块之间的连线允许用标号标注。 6 结束语 2 直流调速课程设计说明书直流调速课程设计说明书 前前 言言 在现代科学技术革命过程中，电气自动化在 20 世纪的后四十年曾进行两次 重大的技术更新。一次是元器件的更新，即以大功率半导体器件晶闸管取代传 统的交流机组，以线性组件运算放大器取代电磁放大器件。后一次技术更新主 要是把现代控制理论和计算机技术用于电气工程，控制器有模拟式进入数字式。 在前一次技术更新中，电气系统的动态设计仍采用经典控制理论的方法。而后 一次技术更新是设计思想概念上的一次飞跃和质变，电气系统的结构和性能亦 随之改观。在整个电气自动化系统中，电力拖动调速系统是其中的核心部分。 现代的电力拖动控制系统都是由惯性很小的晶闸管、电力晶体管或其他电 力电子器件以及集成电路调节器等组成的。经过合理的简化处理，整个系统一 般都可以用低阶近似。而以运算放大器为核心的有源校正网络（调节器） ，和由 R、C 等元件构成的无源校正网络相比，又可以实现更为精确的比例、微分、积 分控制规律，于是就有可能将各种各样的控制系统简化和近似成少数典型的低 阶系统结构。如果事先对这些典型系统作较深入的研究，把它们的开环对数频 率特性当作预期的特性，弄清楚它们的参数和系统校正指标的关系，写成简单 的公式或制成简明的图表，则在设计实际系统时，只要能把它校正或简化成典 型系统的形式，就可以利用现成的公式和图表来进行参数计算，这样，就建立 了工程设计的可能性。 1 方案设计 1.1 选择双闭环调速系统的理由 对于经常正反转运行的调速系统，如龙门刨床等，缩短起、制动过程的时 间是提高生产率的重要因素。为此，在起动（或制动）过渡过程中，希望始终 保持电流为允许的最大值，使调节系统以最大的加（减）速度运行。当到达稳 态转速时，最好使电流立即降下来，使电磁转矩与负载转矩相平衡，从而迅速 转入稳态运行。这类理想的起动（制动）过程示于图 1-1，起动电流呈矩形波， 转速按线性增长。这是在最大电流（转矩）受限制时调速系统所能获得的最快 的起动（制动）过程。 3 图 1-1 时间最优的理想过渡过程 实际上，由于主电路电感的作用，电流不可能突变，为了是现在允许条件 下的最快起动，关键是要获得一段使电流保持为最大值 Idm 的恒定过程。按照 反馈控制规律，采用某个物理量的负反馈就可以保持该量基本不变，那么，采 用电流负反馈应该能够得到近似的恒流过程。问题是，应该在起动过程中只有 电流负反馈，没有转速负反馈，在达到稳态转速后，又希望只要转速负反馈， 不再让电流负反馈发挥作用。 为了使转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器， 分别引入转速负反馈和电流负反馈以调节转速和电流，二者之间实行嵌套（或 称串级）连接。把转速调节器的输出当作电流调节器是输入，再用电流调节器 的输出控制电力电子变换器 UPE。从闭环结构上看，电流环在里面称作内环； 转速环在外边称作外环。这就形成了转速、电流反馈控制直流调速系统（简称 双闭环系统） 。为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器一般采用 PI 调节器。 图 1-2 转速、电流反馈控制直流调速系统原理图 4 1.2 选择 PWM 控制系统的理由 PWM 调速系统具有较大的优越性： （1）PWM 调速系统主电路线路简单，需要的功率器件少； （2）开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小； （3）低速性能好，稳速精度高，调速范围广； （4）如果可以与快速响应的电动机配合，则系统频带宽，动态响应快，动 态抗扰能力强； （5）功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当时，开 关损耗也不大，因而装置效率高。 1.3 选择 IGBT 的 H 桥型主电路的理由 IGBT 的优点： （1）IGBT 的开关速度高，开关损耗小。 （2）在相同电压和电流定额的情况下，IGBT 的安全工作区比 GTR 大，而 且具有耐脉冲电流冲击的能力。 （3）IGBT 的通态压降比 VDMOSFET 低，特别是在电流较大的区域。 （4）IGBT 的输入阻抗高，其输入特性与电流 MOSFET 类似。 在众多 PWM 变换器实现方法中，以 H 型 PWM 变换器最为常见。这种电路具 备电流连续、电动机四象限运行、无摩擦死区、低速平稳性好等优点。本次设 计就以 H 型 PWM 直流控制器为主要研究对象。 1.4 方案选定 直流双闭环调速系统的结构图如图 1-3 所示，转速调节器与电流调节器串 极联结，转速调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去 控制 PWM 装置。其中脉宽调制变换器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒 定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压序列，从而可以改变 平均输出电压的大小，以调节电机转速，达到设计要求。总体方案简化图如图 所示： 5 图 1-3 双闭环调速系统的结构简化图 用双闭环转速电流调节方法，虽然相对成本较高，但保证了系统的可靠性 能，保证了对生产工艺的要求的满足，既保证了稳态后速度的稳定，同时也兼 顾了启动时启动电流的动态过程。在启动过程的主要阶段，只有电流负反馈， 没有转速负反馈，不让电流负反馈发挥主要作用，既能控制转速，实现转速无 静差调节，又能控制电流使系统在充分利用电机过载能力的条件下获得最佳过 渡过程，很好的满足了生产需求。 1.5 双闭环可逆直流脉宽调速系统的原理 转速、电流双闭环直流调速系统是以直流电机调压为基本调速方式，在电 机负载扰动或其它干扰存在时能表现出良好的静态和动态转速性能，同时由于 电流环控制及其限幅作用，使电机在动态过程中能在不超载情况下满足转速调 整的快速性和起动特性。采用 H 桥式电路结构可以实现电机四象限运行，提高 电机运转的灵活性。此电路拓扑结构中功率开关管的驱动方式为直流脉宽调制 （PWM）方式，主电路中以两桥臂对角线上的两功率开关管为一组，当驱动电机 工作时，对角线上的功率管开关 PWM 驱动信号相同，互为对角线上的两组功率 管 PWM 信号互补。规定电机运转的正方向，对应两组功率管分别为正向驱动和 反向驱动，当正向驱动功率管占空比大于反向驱动的占空比即 50%，电机正向 旋转。随着正向驱动脉冲占空比增大，电机正向电枢电压增大，转速升高，反 之亦然。当两组功率管的占空比相等时，电机转速为零。因此通过调节正反组 的功率管的占空比，可实现电机正、反方向的调速。 2 主电路结构的设计 2.1 PWM 变换器介绍 6 可逆 PWM 变换器主电路有多种形式，最常用的桥式(H 型)电路如图 4，电动 机 M 两端电压 Uab 的极性随全控型电力电子器件的开关状态而改变。可逆 PWM 变换器的控制方式有单极式、双极式、受限单极式等多种。而通常采用双极式 控制的可逆 PWM 变换器。 2.2 桥式可逆 PWM 变换器的工作原理 可逆 PWM 变换器主电路有多种形式，最常用的桥式(H 型)电路如图 2-1，电 动机 M 两端电压 Uab 的极性随全控型电力电子器件的开关状态而改变。可逆 PWM 变换器的控制方式有单极式、双极式、受限单极式等多种。而通常采用双 极式控制的可逆 PWM 变换器。 用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定宽度可变 的脉冲电压序列，从而平均输出电压的大小，以调节电机转速。桥式可逆 PWM 变换器电路如图 4 所示。这是电动机 M 两端电压的极性随开关器件驱动电 AB U 压的极性变化而变化。 图 2-1 桥式可逆 PWM 变换器电路 2.3 H 型主电路的波形分析 双极式控制可逆 PWM 变换器的四个驱动电压波形如图 5 所示。四个电力晶 体管分为两组，VT1 和 VT4 为一组，VT2 和 VT3 为一组。同一组中两个电力晶体 管的基极驱动电压波形相同，而且它们的关系是：Ug1=Ug4=-Ug2=-Ug3。在一个 开关周期内，当 0tton 时，UAB=Us,电枢电流 id 沿回路 1 流通；当 tontT 时，驱动电压反号，id 沿回路 2 经二极管续流，UAB=-Us。因此， UAB 在一个周期内具有正负相间的脉冲波形，这是双极式名称的由来。 7 图 2-2 双极式控制可逆 PWM 变换器的驱动电压、输出电压和电流波形 图中汇出了双极式控制时的电压和电流波形。电动机电枢电压的平均值则 体现在驱动电压正、负脉冲的宽窄上。当正脉冲较宽时，tonT/2，则 UAB 的 平均值为正，电动机正转；反之则反转。如果正、负脉冲相等，ton=T/2，平均 输出电压为零，则电动机停止。 直流电动机的电枢电压 UAB 的正、负变化，使电流波形随之波动。电流波 形存在两种情况，如图 2-2 的 id1 和 id2。Id 相当于电动机负载较重的情况， 这时负载电流大，在续流阶段电流仍维持正方向，电动机始终工作在第象限 的电动状态。Id2 相当于负载很轻的情况，平均电流小，在续流阶段电流很快 衰减到零，于是二极管终止续流，而反向开关器件导通，电枢电流反向，电动 机处于制动状态。Id2 电流中的线段 3 和 4 是工作在第二象限的制动状态。电 枢电流的方向决定了电流是经过续流二极管 VD 还是经过开关器件 VT 流过。 双极式控制可逆 PWM 变换器的输出平均电压为 8 s on s on S on d U T t U T T U T t U 1 2t 若占空比和电压系数的定义与不可逆变换器相同，则在双极 T ton s U Ud 式控制的可逆变换器中就和不可逆变换器的关系不一样，占空比和电压系数的 关系式：。 21 调速时，的可调范围为 0-1,相应地，=-1 +1。当1/2 时，为 正，电动机正转；当1/2 时，为负，电动机反转；当=1/2 时，=0， 电动机停止。但电动机停止时电枢电压瞬时值并不等于零，而是正负脉宽相等 的交变脉冲电压，因而电流也是交变的。这个交变电流的平均值为零，不产生 平均转矩，徒然增大电动机的损耗，这是双极式控制的缺点。但它也是有好处， 在电动机停止时仍有高频微振电流，从而消除了正、反向时的静摩擦死区，起 到所谓“动力润滑”的作用。 双极式控制的桥式可逆 PWM 变换器有以下优点： 电流一定连续； 可使电动机在四象限运行； 电动机停止时有微振电流，能消除静摩擦死区； 低速平稳性好，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的可 靠导通。 2.4 泵升电路 当脉宽调速系统的电动机转速由高变低时（减速或者停车） ，储存在电动机 和负载转动部分的动能将变成电能，并通过 PWM 变换器回馈给直流电源。当 直流电源功率二极管整流器供电时，不能将这部分能量回馈给电网，只能对整 流器输出端的滤波电容器充电而使电源电压升高，称作“泵升电压” 。过高的泵 升电压会损坏元器件，因此必须采取预防措施，防止过高的泵升电压出现。可 以采用由分流电阻 R 和开关元件(电力电子器件)VT 组成的泵升电压限制电路， 如图所示： 9 图 2-3 泵升电压限制电路 当滤波电容器 C 两端的电压超过规定的泵升电压允许值时，VT 导通，将回 馈能量的一部分消耗在分流电阻 R 上。这种办法简单实用，但能量有损失，且 会使分流电阻 R 发热，因此对于功率较大的系统，为了提高效率，可以在分流 电路中接入逆变，把一部分能量回馈到电网中去。但这样系统比较复杂，我们 就不选择这种方式。 2.52.5 双闭环直流调速系统的原理图双闭环直流调速系统的原理图 H 桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的如图 2-4 所示。PWM 逆变器的直流电 源由交流电网经不控的二极管整流器产生，并采用大电容滤波，以获得恒定 0 C 的直流电压由于电容量较大，突加电源时相当短路，势必产生很大的充电电 s U 流，容易损坏整流二极管。为了限制充电电流，在整流器和滤波电容之间串入 限流电阻 R0（或电抗） ，合上电源以后，延时用开关将 R0 短路，以免在运行中 造成附加损耗。 滤波电容器往往在 PWM 装置的体积和重量中占有不小的份额，因此电容量 的选择是 PWM 装置设计中的重要问题。但对于 PWM 变换器中的滤波电容，其作 用除滤波外，还有当电机制动时吸收运行系统动能的作用。由于直流电源靠二 极管整流器供电，不可能回馈电能，电机制动时只好对滤波电容充电，这将使 电容两端电压升高，称作“泵升电压” 。为了限制泵升电压，用镇流电阻 Rb 消 耗掉这些能量，在泵升电压达到允许值时接通 VT5。 10 图 2-4 桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的原理图 2.6 双闭环系统的稳态结构图 双闭环直流调速系统的稳态结构图如图 2-5 所示，两个调节器均采用带限 幅作用的 PI 调节器。转速调节器 ASR 的输出限幅电压 Uim决定了电流给定的 最大值，电流调节器 ACR 的输出限幅电压 Ucm 限制了电力电子变换器的最大输 出电压 Udm，图中用带限幅的输出特性表示 PI 调节器的作用。当调节器饱和时， 输出达到限幅值，输入量的变化不再影响输出，除非有反向的输入信号使调节 器退出饱和。换句话说，饱和的调节器暂时隔断了输入和输出间的联系，相当 于使该调节环开环。当调节器不饱和时，PI 调节器工作在线性调节状态，其作 用是使输入偏差电压 U 在稳态时为零。 在正常运行时，电流调节器一般不会达到饱和状态，所以，对于静特性来 说，只有转速调节器饱和与不饱和两种情况。 图 2-5 双闭环直流调速系统的稳态结构框图 11 2.7 双闭环直流调速系统的动态结构图 双闭环调速系统的实际动态结构图如图 2-6 所示，包括电流滤波、转速滤 波和两个给定信号的滤波环节。设置滤波环节的必要性是由于反馈信号检测中 常含有谐波和其他扰动量，为了抑制各种扰动量对系统的影响，需增加低通滤 波，这样的滤波环节传递函数可用一阶惯性环节来表示，其滤波时间常数按需 要选定。然而，在抑制扰动量的同时，滤波环节也延迟了反馈信号的作用，为 了平衡这个延迟作用，在给定信号通道上加入一个同等时间常数的惯性环节， 称做给定滤波环节。其意义让给定信号和反馈信号经过相同的延滞，使二者在 时间上得到恰当的配合，从而带来设计上的方便。 图 2-6 双闭环调速系统的动态结构图 2.9 双闭环直流 PWM 调速系统的硬件结构图 双闭环直流调速系统主电路中的 UPE 是直流 PWM 功率变换器。系统的特 点：双闭环系统结构，实现脉冲触发、转速给定和检测。由软件实现转速、电 流调节，系统由主电路、检测电路、控制电路、给定电路、显示电路组成。如 图 2-7 为双闭环直流 PWM 调速系统硬件结构图。 12 图 2-7 双闭环直流 PWM 调速系统硬件结构图 3 参数设计 3.1 整流变压器的选择 （1）二次相电压的计算 2 U 当调速系统采用三相桥式整流电路并带转速反馈时，一般情况下变压器二 次侧采用 Y 联结：由给定条件=52V 2 U （2）一次、二次相电流的计算 二次相电流：,当整流器用作电枢供电，一般取, 2 I NIVI KI d2 AII NN 6 d 通过查表可知:,则。816 . 0 ,816. 0 ILIV KKAIKI NIV 896 . 4 6816 . 0 d2 一次相电流: 变压器的电压比 1 I3 . 7 52 380 2 1 U U K 则 A K IK I NIL 67. 0 3 . 7 6816. 0 1 （3）变压器的容量计算 一次容量：通过查表可知;816 . 0 ,34 . 2 .816 . 0 IVUVIL KKK kVAIU K K S N UV IL 46.6906110 34 . 2 816 . 0 3m d0d11 13 kVAIU K K S dNd UV IV 46.6906110 34 . 2 816 . 0 3m 022 则平均总容量 kVAS46.690 3.2 IGBT 管的参数 IGBT 叫做绝缘栅极双极晶体管。这种器件具有 MOS 门极的高速开关性能和 双极动作的高耐压、大电流容量的两种特点。其开关速度可达 1ms，额定电流 密度 100A/cm2， ，电压驱动，自身损耗小。设计中选的 IGBT 管型号中，其中最 高反压指 BVceo（集电极与发射极之间最高反向击穿电压） 、最大电流指 Icm(集 电极最大输出电流)、最大耗散功率指 Pcm（集电极最大耗散功率） 。 已知：电源电压,功率开关管应承受（23）的电压，则VUs122 s U 。该设计中选的 IGBT 管型号为 IRGPC50U,其具体参数如下：VBVceo366244 极限电压 Vm：600V、极限电流 Im：27A、损耗功率 P：200W、额定电压 U：220V、额定电流 I：1.2A 3.3 缓冲电路的参数 H 桥电路中采用了缓冲电路，有电阻和电容组成。IGBT 的缓冲电路功能侧 重于开关过程中过电压的吸收与抑制，这是由于 IGBT 的工作频率可以高达 30- 50KHZ；因此很小的电路电感就可能引起颇大的/从而产生过电压，危及 c Ldi dt IGBT 的安全。逆变器中 IGBT 开通时出现尖峰电流，其原因由于在刚导通的 IGBT 负载电流上叠加了桥臂中互补管上反并联的续流二极管的反向恢复电流， 所以在此二极管恢复阻断前，刚导通的 IGBT 上形成了你变桥臂的瞬间贯穿短路， 使 ic 出现尖峰，为此需要串人抑制电感，即串联缓冲电路，或放大 IGBT 的容 量。 缓冲电路参数：经实验得出的参数为 R=10K，电容 C=0.75uF。 3.4 整流二极管的参数 根据二极管的最大整流平均 和最高反向工作电压 分别应满足： f I R U A I I AV f 3 . 3 2 61 . 1 2 1 . 1 )(0 V17111021 . 121 . 1U 2R U 选用大功率硅整流二极管，型号和参数如下所示： 型号额定正向平均 额定反向峰值 电压 URM（V) 正向平均反向平均 散热器 型号 14 电流（A) f I压降 （V) F U漏电流（mA) R I ZP10A1020020000.50.76SZ14 3.5 泵升电路参数 如图 2-3 所示，泵升电路由一个电容量大的电解电容、一个电阻和一个 VT 组成。泵升电路中电解电容选取 C=2000uF；电压 U=450V，VT 选取 IRGPC50U 型 号的 IGBT 管；电阻选取 R=20。 4 系统控制电路的设计 4.1 PWM 信号控制器 SG3525 是一种性能优良、功能齐全、通用性强的单片机集成脉宽调制控制 器。由于它简单可靠及使用方便灵活，大大简化了脉宽调制器的设计及调制。 4.1.1 SG3525 芯片的说明 电压调节芯片 SG3525 具体的内部结构如图 4-2 所示。其中，脚 16 为 SG3525 的基准电压源输出，精度可以达到（5.11）V，采用了温度补偿， 而且设有过流保护电路。脚 5，脚 6，脚 7 内有一个双门限比较器，内电容充 放电电路，加上外接的电阻电容电路共同构 SG3525 的振荡器。振荡器还设有 外同步输入端(脚 3)。脚 1 及脚 2 分别为芯片内误差放大器的反相输入端、 同相输入端。该放大器是一个两级差分放大器，直流开环增益为 70dB 左右。 根据系统的动态、静态特性要求，在误差放大器的输出脚 9 和脚 1 之间一般 要添加适当的反馈补偿网络。 15 图 4-1 SG3525 芯片的引脚图 图 4-2 SG3525 内部引脚和框图 4.1.2 SG3525 芯片各部分功能 （1）基准电压源: 基准电压源是一个三端稳压电路，其输入电压 VCC 可在 （835）V 内变化，通常采用+15V，其输出电压 VST5.1V，精度%1，采用 温度补偿，作为芯片内部电路的电源，也可为芯片外围电路提供标准电源，向 外输出电流可达 400mA，没有过流保护电路。 （2）振荡电路： 由一个双门限电压均从基准电源取得，其高门限电压 低门限电压,内部横流源向 CT 充电，其端压 VC 线性上升， VVH9 . 3VVL9 . 0 构成锯齿波的上升沿，当时比较器动作，充电过程结束，上升时间 t1 HC VV 16 为：。比较器动作时使放电电路接通，CT 放电，VC 下降并形成锯 TTC R67. 0t1 齿波的下降沿，当时比较器动作，放电过程结束，完成一个工作循环， LC VV 下降时间间 t2 为:。 TDC R3 . 1t2 锯齿波的基本周期 T 为： TDT CRRtT)3 . 167 . 0 (t 21 因为 ，由上可见锯齿波的上升沿远长于下降沿，因此 12 tt TD RR 上升沿作为工作沿，下降沿作为回扫沿。 （3）误差放大器：由两级差分放大器构成，其直流开环放大倍数为 80dB 左右，电压反馈信号 uf 从端子 1 接至放大器反相输入端，放大器同相输入端接 基准电压。该误差放大器共模输入电压范围是 1. 5V-5. 2V。 （4）PWM 信号产生及分相电路： 比较器的反相端接误差放大器的输出信 号 ue，而振荡器的输出信号 uc 则加到比较器的同相输入端，比较器的输出信 号为 PWM 信号，该信号经锁存器锁存，分相电路由二进制计数器和两个或非门 构成，其输入信号为振荡器的时钟信号，并用时钟信号的前沿触发，输出为频 率减半的互补方波，这些方波和 PWM 信号输入到或非门逻辑电路。其结果是， 所有的输入为负时，输出为正。这样 1P、2P 的输出每半周期交替为正，其宽度 和 PWM 信号的负脉冲相等。脉冲很窄的时钟信号输入到逻辑或非门电路，可使 两个门的输出同时有一段低电平，以产生死区时间。 （5）脉冲输出级电路:输出末级采用推挽输出电路，驱动场效应功率管时 关断速度更快.11 脚和 14 脚相位相差 1800，拉电流和灌电流峰值达 200mA。由 于存在开闭滞后，使输出和吸收间出现重迭导通。在重迭处有一个电流尖脉冲， 起持续时间约为 l00ns。可以在 13 脚处接一个约 0.luf 的电容滤去电压尖峰。 4.2 驱动电路选用 驱动电路的作用将控制电路输出的 PWM 信号放大至足以保证 GTR 可靠导通 或。关断的程度，同时具有实现主电路与控制电路相隔离、故障后自动保护及 延时等功能。GTR 的驱动电路可由分立元件制作或采用专用集成电路，这里选 用汤姆森公司生产的 UAA4002 型产品，该产品为大规模集成基极驱动电路，可 对 GTR 实现较理想的基极电流优化驱动和自身保护。其正向驱动电流为 0.5A， 反向驱动能力为-3A，具有对 GTR 实现过电流保护、最小导通时间限制（ton=1- 12us） 、最大导通时间限制、正反向驱动电源电压监视以及自身过热保护。 4.2.1 UAA4002 驱动电路的特点 17 UAA4002 是一种塑封 16 脚双列直插式大规模集成电路，其结构图如图 4-4 所示。它具有一些特点： （1）接受逻辑信号形式的导通指令，并将之变成可自动调节的功率开关管 的基极电流，以维持功率开关管处于临界饱和状态，缩短关断时的存储时间。 UAA4002 的最大输出电流 0.5A，如需要，可增添外部晶体管的个数，扩大电流 输出能力。 （2）关断时，UAA4002 能给功率开关管的基极施加一个 3A 的负电流，确 保有效关断和缩短存储时间。 （3）UAA4002 使用内部集成的高速逻辑处理器保护功率开关管。这个逻辑 处理器监视集电极-发射极饱和压降和集电极电流；也监视该集成电路的正、负 电源电压和芯片温度；还可由用户确定最小和最大导通时间；它能存储并保持 任何故障信息直到导通结束；从而避免反复开关现象。 （4）使用灵活方便，如不需要，可取消一些功能。 图 4-4 UAA4002 的方框结构图 4.2.2 正、反向驱动的功能 正向驱动使功率开关管导通。如图 4-5 所示，合上开关 K1，达林顿管 T1 导通，可自行调节的积极驱动电流 Im 流过功率管,使之导通并维持在临界饱 P T 和状态。这种自行调节的方式补偿了功率开关管的分散性，可使所需的控制功 18 率最小，进而优化晶体管的开关性能。 反向驱动使功率开关管关断。闭合开关 K2，达林顿管 T2 导通，负极性电 压加到的基极上，一个大的反向基极电流迅速清除了中存储的电荷。 P T P T 图 4-5 UAA4002 输出电路图 5 双闭环调节器设计 调节器工程设计方法的基本思路： 先选择调节器的结构，以确保系统稳定， 同时满足所需要的稳态精度。再选择调节器的参数，以满足动态性能指标。设 计多环控制系统的一般原则是：从内环开始，一环一环地逐步向外扩展。在这 里是：先从电流环人手，首先设计好电流调节器，然后把整个电流环看作是转 速调节系统中的一个环节，再设计转速调节器。 5.1 电流环的设计 主电路采用二极管不可控整流，逆变器采用带续流二极管的功率开关管 IGBT 构成 H 型双极式控制可逆 PWM 变换器; 速度调节器和电流调节器采用 PI 调节器；U*nm=U*im =Ucm=10V 机械负载为反抗性恒转矩负载，系统飞轮矩（含电机及传动机构）GD- 21.5Nm2； 主电源：可以选择三相交流 380V 供电，变压器二次相电压为 52V； 他励直流电动机的参数：H 型双极式 PWM 变换器的直流调速系统，采用 宽调速直流电动机。额定力矩为 4.9Nm，电枢电阻 Ra=1.64，电枢回路总电 感 L=10.2mH，额定电流 Inom=6A，额定电压 Unom=110V。调速系统的最小负载 19 电流 Io=1A，电源电压 Us=122V，电力晶体管集电极电阻 Re=2.5，设 K1=K2=2。nN=1000r/min，电枢回路总电阻 R=2,电流过载倍数 =2。 PWM 装置的放大系数 Ks=11；PWM 装置的延迟时间 Ts=0.4ms。 图 5-1 电流环动态结构图 电动势系数：rV n IRU C N NaN e min/1 . 0 1000 664 . 1 110 5.1.1 确定时间常数 电力拖动系统机电时间常数：ss CC RGD T me m m8008 . 0 301 . 0375 25 . 1 375 2 2 电枢回路电磁时间常数： ms1 . 50051 . 0 2 102 .10 3 s R L Tl （1）脉宽调制器和 PWM 变换器的滞后时间常数与传递函数的计算PWMT 电动机的启动电流为 Is : 122 61 2 s s U IAA R 启动电流与额定电流比为: 17.10 6 61 N S s I I 晶体管放大区的时间常数为: s f Tce 159 . 0 1014 . 3 2 1 2 1 6 电流上升时间的计算公式为: rt 95 . 0 k n 1 1 k lTt cer 式中 k1晶体管导通时的过饱和驱动系数，一般取 k1=1.5 2，本题中取 k1=2，则 ss k k Tt cer 103.0 95.02 2 ln159.0 95.0 ln 1 1 电流下降时间的计算公式为： f t 2 2 05.0 1 ln k k Tt cef 式中 k2晶体管截止时的负向过驱动系数，一般取 k2=1 2，本题中取 k2=2， 20 s k k Ttf061 . 0 s 205 . 0 21 ln159 . 0 05 . 0 1 ln 2 2 ce 最佳开关频率为 2 33 26 10.167 0.3320.3324434.8 ()0.0051 (0.1030.061) 10 s op lrf fHzHz Ttt 开关频率 f 选为 4.4kHz，此开关频率已能满足电流连续的要求。于是开关 周期 ms f TPWM23.0 1 脉宽调制器和 PWM 变换器的放大系数为 * 110 11 10 d PWM i U K U 于是可得脉宽调制器和 PWM 变换器的传递函数为 11 ( ) 10.000231 PWM PWM PWM K WS Tss （2）电流滤波时间常数 Toi 取 0.5ms （3）电流环小时间常数 0.230.50.73iPWMoiTTTmsmsms 5.1.2 选择电流调节器结构 根据设计要求，而且,因此可以按%5% /5.1/0.736.9910liTT 典型 I 型系统设计。电流调节器选用 PI 型，其传递函数为： s s KsW i iACR i 1 )( 5.1.3 选择电流调节器参数 0.0051ilTs 要求时，应取，因此 %5%i 0.5IiKT 11 0.50.5 684.93 0.00073 I i Kss T 又因为 AV I U N /833.0 62 10 im 于是 76.0 11833.0 20051.093.684 PWM i Ii K R KK 5.1.4 检验近似条件 1 684.93ciIKs （1） 要求 21 ，现。 1 3 ci PWMT 11 11 s1449.3 33 0.00023 ci PWM s T （2） 要求 ，现。 1 3ci mlT T 11 11 33130.89 0.103 0.0051 ci ml ss T T （3） 要求 ， 11 3 ci PWMoiTT 。 1 1111 982.95 330.00023 0.0005 ci PWMoi s TT 可见均满足要求。 5.1.5 计算 ACR 的电阻和电容 通过查表可知：电容标准值（）F 0.1、0.15、0.22、0.33、0.47、1.0、1.5、2.2 取=40k，则 取 0 R k 4 . 304076 . 0 0iR KRi 30iRk 取 0.22uFFF R C i 17. 010 30000 0051 . 0 6 i i 取 0.1uF FF R T C oi 05 . 0 10 1040 0005 . 0 44 6 3 0 i 图 5-2 含给定滤波和反馈滤波的 PI 型电流调节器 按照上述参数，电流环可以达到的动态指标为，故满足设计%5%3 . 4 i 要求。 5.2 转速环的设计 5.2.1 确定时间常数 22 （1）电流环等效时间常数为22 0.000730.00146s=1.46ms i T （2）取转速滤波时间常数0.005 =5ms on Ts （3）20.001460.0050.00646 =6.46ms nion TTTsss 5.2.2 ASR 结构设计 根据稳态无静差及其他动态指标要求，按典型 II 型系统设计转速环，ASR 选用 PI 调节器，其传递函数为 s s KsW n n ASR 1 )( n 5.2.3 选择 ASR 参数 取 h=5，则 5 0.006460.0323nnhTss 22 222 16 2875.5 22 25 0.00646 N n h Kss h T 则 92.35 00646 . 0 201 . 0 52 103 . 0 09016 . 0 833 . 0 6 2 ) 1h( e n n m RTh TC K 5.2.4 校验近似条件 1 2875.5 0.032392.88 cnNn Ks （1）要求，现。 i T W 5 1 cncn 1 s97.273 00073 . 0 5 1 5 1 i T （2）要求， on cn TT i 2 1 3 1 11 1111 123.4s 3232 0.00073 0.005 cn ion s T T 可见均能满足要求。 5.2.5 计算 ASR 电阻和电容 通过查表可知：电容标准值（uF） 0.1、0.15、