毕业设计-龙门刨床双闭环无环流可逆系统设计1.doc

西安文理学院机械电子工程系本科毕业设计（论文）题 目 专业班级 学 号 学生姓名 指导教师 设计所在单位 年 月龙门刨床plc控制系统设计摘 要传统的龙门刨床控制系统可靠性差，维护困难，成产效率低。如今plc技术不断发展。本文针对传统的龙门刨床的控制系统进行数字化的改进，主要研究了基于plc的直流电机双环调速系统，根据直流调速理论及自动控制系统的理论，介绍了plc控制的双闭环调速系统的组成、工作原理和动态性能。本系统实现对直流电机双闭环调速系统进行全数字化的改造,使电流环和速度环控制器都由plc系统来实现重点讨论了用fx2n系列plc及其两个扩展模块来实现直流电机双闭环调速系统。应用plc的pid功能指令来实现直流电机速度的闭环控制。系统具有人机接口，系统易于扩展，便于扩展各种i/o模块和功能模块。关键词：直流电机；双闭环；可编程控制器double housing planer machine plc control system designabstractthe traditional double planer control system reliability is poor, maintenance is difficult with the production of low efficiency. now the plc technology develop continuously .in this paper introduces the dc motor based on plc double closed-loop speed regulation system, according to the dc speed control theory and the theory of automatic control system, this paper introduces the plc control of double closed-loop speed regulation system composition, working principle and the dynamic performance. this system implement a digital reform to the double closed-loop speed regulation system of the dc machine and make current loop and speed loop controller by plc system are discussed to realize. the key is to discuss to realize dc motor double closed loop speed regulation system with fx2n plc and both extension module. application of plc pid commands to realize dc machine speed closed-loop control. this system is easy to expand all kinds of i/o modules and function modules.key words：dc. machine；double closed loop；programmable logic controller(plc) 目录目录第一章 绪论11.1 选题的目的与意义11.2 龙门刨床简介11.3 龙门刨床的发展趋势11.4 本课题主要讨论问题2第二章 系统总体设计方案32.1几种可行性方案的比较32.1.1 理想的速度运行曲线32.1.2实现理想速度运行的方法42.2总体方案设计4第三章 直流电机双闭环调速系统63.1转速电流双闭环调速系统63.1.1双闭环直流调速系统的稳态结构框图63.1.2双闭环直流调速系统的动态数学模型93.2触发电路的设计103.3系统参数的计算123.3.1 电流环节（acr）的设计123.3.2 转速环节（asr）的设计143.4可控硅主回路的设计153.4.1反并联可逆电路153.4.2逻辑控制的无环流可逆系统153.5电路保护173.5.1过电压保护173.5.2过电流保护183.4.3整流器件的选择18第四章 系统软件设计204.1plc中的pid功能204.1.1 pid控制的结构204.1.2 pid参数的整定214.1.3 fx2n的pid指令224.2速度初始化子程序234.3电流检测子程序244.4转速检测子程序254.5逻辑无环流可逆调速系统的仿真结果26结束语27致谢28参考文献29附录30第2页西安文理学院本科毕业设计（论文）第一章 绪论1.1 选题的目的与意义龙门刨床因有一个由顶梁和立柱组成的龙门式框架结构而得名，工作台带着工件通过龙门框架作直线往复运动，多用于加工大平面工件。选题目的在于通过plc技术，以直流电动机为核心对龙门刨床驱动系统进行设计，采用了plc控制的电流、速度双闭环逻辑无环流可逆直流调速系统以实现刨床的无级调速。如果plc控制系统设计得当，包括分析系统要求，选型和程序设计，不仅能够提高工作效率，节约生产成本，还可以延长龙门刨床的使用寿命。1.2 龙门刨床简介龙门刨床是各类机加工厂中较为常见的设备，是具有门式框架和卧式长床身的刨床。龙门刨床主要用于刨削大型工件，也可在工作台上装夹多个零件同时加工。龙门刨床的工作台带着工件通过门式框架作直线往复运动，空行程速度大于工作行程速度。横梁上一般装有两个垂直刀架，刀架滑座可在垂直面内回转一个角度，并可沿横梁作横向进给运动；刨刀可在刀架上作垂直或斜向进给运动；横梁可在两立柱上作上下调整。一般在两个立柱上还安装可沿立柱上下移动的侧刀架,以扩大加工范围工作台回程时能机动抬刀，以免划伤工件表面。机床工作台的驱动可用发电机电动机组或用可控硅直流调速方式,调速范围较大,在低速时也能获得较大的驱动力。1.3 龙门刨床的发展趋势龙门刨床的电力传动系统由始至今一般有以下两种方式：1）工作台主传动系统在历史上曾经采用电机扩大机-直流发电机-直流电动机组成的直流调速系统，简称k-f-d系统。利用这种直流机组传动克服了古老刨床机械结构复杂、难以调速的毛病，系统可靠性相对较高一些，调速范围较宽，因它只受电枢压降的影响，但k-f-d系统有扩大机组和发电机组，故成本高，占地面积大，噪音大，且k-f-d系统是机组变流，变流过程损耗大，效率低，其系统的惯性除受直流电动机影响外，还受到发电机和电机扩大机电磁惯性的影响，故惯性大，换向时冲击大。2）随着电力电子技术的发展，从上世纪七八十年代起，工作台主传动系统是以可控硅-直流电动机系统，简称scr-d系统为主。scr-d系统可省掉扩大机组和发电机组，节省成本，其系统的效率几乎与负载无关，适宜于负载变动较大的情况，且可控硅基本上属于无惯性环节，反应速度较快，电磁惯性可以减到很少，但scr-d系统可靠性稍差。因可控硅电压与电流过载能力小，在过压、过流、电压和电流上升率太大的情况下容易损坏，且受温度影响，特性易变化，触发部分用的半导体元件其特性受温度影响也易发生变化，受外界干扰，易产生误动作。另外，scr-d系统的调速范围，除了受电动机电枢压降影响外，还受可控整流线路参数的影响，在低速时可控硅控制角增大，管压降增大，致使静差度增大，调速范围低。龙门刨床的主拖动系统在加工过程中起主要作用，而现有的龙门刨床主拖动系统都存在着投资大、消耗量大、调节精度不高、换向冲击大等一系列缺点，因此对龙门刨床电控系统进行改造势在必行。近些年来，随着科学技术的高度发展，控制领域的数字化进程加快，全数字直流调速技术不断完善，部分龙门刨床己改造成各种各样的数控机床，工作效率大大提高，老式龙门刨床的电控系统将逐步被淘汰，最终将被全数字控制系统完全取代。1.4 本课题主要讨论问题利用plc对龙门刨床的直流电动机调速系统进行设计。首先讨论plc基本构成和工作原理。接着讨论直流电机双闭环调速系统组成、数学模型和动态性能。并对可控硅整流电路进行讨论。最后讨论利用plc的pid功能指令来实现直流电机速度的闭环控制。第二章 系统总体设计方案2.1几种可行性方案的比较2.1.1 理想的速度运行曲线龙门刨床横梁、刀架等部件的控制可以用可编程控制器来完成，而要提高龙门刨床的工作效率，解决工作台的换向冲击等问题，必须平滑精确地调节工作台运行速度及过渡过程的加、减速，使其实现可逆运行。其理想的速度运行图37如图2.1所示：图2.1 工作台理想速度运行图图中：lq工作行程；lh返回行程；vq切削速度；vh返回速度；0-t1工作台前进加速至稳定工作速度阶段；t1-t2稳定工作速度阶段；t2-t3减速至零前进换向；t3-t4后退加速阶段；t4-t5后退稳定速度阶段；t5-t6减速至零后退换向。由图2.1可见，工作台换向时加、减速平滑且时间短，能很好地消除因换向时速度突变产生的机械冲击，大大提高工作效率。2.1.2实现理想速度运行的方法1.速度反馈：安装直流测速发电机。直流测速发电机能够产生和电动机转轴角速度成比例的电信号，为速度控制系统提供转轴速度负反馈，具有在宽广的范围内提供速度信号等优点。2.电流反馈：限流保护是为了解决反馈闭环调速系统的启动和堵转时电流过大的问题而采用的一种限流措施。当直流电动机全压启动时，如果没有限流措施，会产生很大的冲击电流；运行过程中，如电动机遇到堵转的情况，电流也不会大大超过允许值。过大的电流不仅对电机换向不利，对过载能力底的晶闸管来说，更是不能允许的。根据反馈控制原理，要维持哪一物理量基本上不变，就应该引入那个物理量的负反馈。因此，引入电流负反馈应该能够保持电流基本不变，使它不超过允许值。但是，这种作用只应在启动和堵转时存在，在正常运行时又得取消，使静特性保持较好的硬度，让电流自由地随着负载增减。这样一来，一旦电流超过某一规定值时，电流负反馈即投入运行，使静特性急剧地“软化”。随着电流的增加，电动机转速不断下降，当电流增加到某一数值（即堵转电流）时，电动机停止转动。这种当电流大到一定程度时才出现的电流负反馈，简称截流反馈。2.2总体方案设计针对原系统的缺陷和改造要求实现的功能，对于本论文而言，根据具体情况，系统选用转速、电流双闭环直流调速系统。这是由于以下的原因：对于龙门刨床这样电机经常正反转运行的调速系统，尽量缩短制动过程的时间是提高生产率的重要因素。为此，在电机最大电流（转矩）受限的条件下，希望充分利用电机的允许过载能力，最好是在过渡过程中始终保持电流（转矩）为允许的最大值，使电力拖动系统尽可能用最大的加速度起动，到达稳态转速后，又让电流马上降低下来。使转矩马上与负载平衡，从而转入稳态运行。这时，起动电流呈方形波，而转速足线性增长的，这是在最大电流(转矩)受限制的条件下调速系统所能得到的最快的起动过程。如图2.2所示。图2.2 理想起动过程波形实际上，由于电路电感的作用，电流不能突跳，理想波形只能得到近似的逼近，不能完全实现。为了实现在允许条件下最快起动，关键是要获得一段使电流保持为最大值的恒流过程。按照反馈控制规律，采用某个物理量的负反彼就可以保持该量基本不变，那么采用电流负反馈就应该能得到近似的恒流过程。问题是希望在起动过程中只有电流负反馈，而不能让它和转速负反馈同时加到一个调节器的输入端；到达稳态转速后，又希望只要转速负反馈，不再依靠电流负反馈发挥主要的作用。怎样才能做到这种既存在转速和电流两种负反馈作用，又使它们只能分别在不同的阶段起作用呢？双闭环调速系统正是用来解决这个问题的。第三章 直流电机双闭环调速系统3.1转速电流双闭环调速系统为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，在系统中设置了两个调节器，分别调节转速和电流，二者之间实行串级联接。本课题的转速电流双闭环调速系统结构原理如图3.1所示。图3.1 转速电流双闭环调速系统结构原理框图图中：asr为转速调节器，acr为电流调节器，un*和-un为转速给定（数字量）和转速反馈（数字量），ui*和-ui为电流给定（数字量）和电流反馈（数字量），tg为测速发电机。把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制两组igbt管的触发。从闭环结构上看，电流调节环在里面，叫做内环；转速调节环在外边，叫做外环。这样就行成了转速、电流双闭环调速系统。3.1.1双闭环直流调速系统的稳态结构框图电流调节器和转速调节器均为具有限幅输出的pi调节器，当输出达到饱和值时，输出量的变化不再影响输出，除非产生反向的输入才能使调节器退出饱和。当输出未达到饱和时，稳态的输入偏差电压总是为零。正常运行时，电流调节器设计成总是不会饱和的，而转速调节器有时运行在饱和输出状态，有时运行在不饱和状态。如图3.2所示。 ks a 1/ceu*nucidenud0un+-asr+u*i- r b acr-uiupe图3.2 双闭环直流调速系统的稳态结构框图转速调节器和电流调节器是双闭环调速系统的核心，通常都采用pi调节器设计。本课题用plc来实现转速调节和电流调节。转速调节器的主要作用是使转速n跟随给定电压un*变化，使系统稳态无静差，对负载变化起抗扰作用，其输出限幅值决定允许的最大电流。电流调节器对电网电压波动起及时抗扰作用，保证起动时获得允许的最大电流，在转速调节过程中，使电流跟随其给定电压ui*变化，当电机过载甚至于堵转时，限制电枢电流的最大值，从而起到快速的安全保护作用。如果故障消失，系统能够自动恢复正常。实际上，对于双闭环系统。不论起动或稳态运行时、电流调节器是不会达到饱和状态的。只有转速调节器存在饱和与不饱和两种情况。闭环系统的静特性可分为二段：（1）转速调节器不饱和：系统处于正常负载运行时，两个调节器都不会饱和，依靠转速调节器的调节作用达到转速的无静差，保证系统具有很硬的特性。在此段内，电流调节器起辅助作用，负载电流大小与电流给定值成正比。系统处于稳态时，两个调节器输入偏差电压都为零。（2）调节器饱和：当负载转矩加大，达到设定的最大电流以后，转速降低，转速偏差增大，使转速调节器的输出达到饱和值，转速外环呈开环状态，转速的变化对系统不再产生影响，双闭环系统变成一个恒电流无静差的单环调节系统。在最大电流的给定电压值下，依靠电流环的自动调节，从而获得很好的下垂特性，起到了过流保护作用。最大电流是由设计者选定的，取决于电动机的容许过载能力和拖动系统允许的最大加速度。由于突加给定的动态过程是衡量系统性能的重要因素，对于所要设计的双闭环系统，在突加给定的启动过程中，转速调节器输出电压、电流调节器输出电压、电动机电枢电流和转速动态响应过程分为三个阶段：第一阶段为电流上升阶段。突加给定电压后，由于电动机的机电惯性较大，转速增长较慢，转速调节器的输入偏差的数值较大，使转速调节器的输出迅速达到饱和值，该饱和值作为电流调节器的输入给定，使电流调节器的输出、电枢电流迅速上升，当电枢电流负载电流后，电动机开始起动。因为电流反馈信号随着电枢电流的上升迅速增大，使电流调节器的输出偏差急剧减少，电流调节器的输出电压还达不到饱和值。当电流上升到接近设计时所选定的最大值时，电流反馈电压与最大电流给定电压几乎相等，并保持动态平衡，转速负反馈就是按此要求确定的。第二阶段为电流升速阶段。从电流升到最大值开始，到转速升到给定值为止，属于恒流升速阶段。这是起动过程中的主要阶段。在这个阶段中，由于转速低于给定值，转速调节器一直是饱和的，转速环相当于开环状态，系统只有电流环工作，表现为电流恒值的调节系统。此时由于基本上保持电流恒定，因而拖动系统的加速度恒定，转速呈线性增长。随着转速的上升，直流电动机的反电动势e也按线性增长。对电流调节系统来说，这个反电动势是一个线性渐增的扰动量，使电枢电流略低于最大电枢电流值，反馈电压也略有下降，出现偏差，电流调节器及时进行恒流调节。也就是说，为了克服这个扰动，电流调节器的输出电压也必须基本上按线性增长，才能保持电枢电流的恒定，获得“时间最佳”起动。在整个起动过程中，电流调节器的输出是不应该饱和的，这就决定了其时间常数的选择，不应当让电流调节器的时间常数比调节对象的时间常数t1小得太多，同时整流装置的最大电压也须留有余地，即可控硅装置也不应饱和，这些都是在设计中必须注意的。第三阶段为转速调节阶段，转速调节器在这个阶段中者发挥作用。当转速上升到给定值，转速调节器的给定与反馈电压相平衡，转速调节器的输入偏差电压为零，但其输出由于积分保持作用还维持在限幅值上，所以直流电动机仍在最大电流下继续加速，必然使转速超调。转速超调后，由于在速度调节器的入口出现负的偏差电压，使速度调节器退出饱和状态，其输出电压也就是电流调节器的电流给定立即从限幅值降下来，主回路电流也随之从最大电流下降。但是，由于电枢电流仍大于负载电流，在一段时间内，转速仍继续上升，到电枢电流小于负载电流时，电机者开始在负载的阻力下减速，直到稳定(如果系统的动态品质不好，可能需要振动几次才能稳定)。在这个阶段中，转速调节器和电流调节器同时发挥作用，由于转速调节器在外环，自处于主导地位，而电流调节器则是力图使电枢电流尽快地跟随速度调节器输出电压信号，电流调节器构成的内环是一个电流随动系统。综上所述可看出，转速、电流双闭环调速系统，在突加阶跃给定的起动过程中，转速调节器处于饱和限幅状态，转速环相当于开路，系统巧妙地利用了转速调节器的饱和非线性，使系统成为一个恒流调节系统，这就是电流受限制条件下的最短时间控制，或称“时间最优控制”。转速的动态响应有一定的超调，当转速超调后，转速调节器退出饱和，才真正发挥线性调节器的作用，系统达到稳定运行，又表现为一个转速无静差调速系统。在不同的情况下表现为不同结构的线性系统，这就是饱和非线性控制的特征。转速调节器在饱和期间，它也不是没有作用，而是起着饱和非线性控制作用，只有这样，才能保证内环的恒值电流调节。通过这种非线性控制，使系统在最大电流受限制的约束条件下，实现了“最短时间控制”或“时间最优控制”的基本思想，因而充分发挥电动机的过载能力，使起动过程尽可能短。当然，这里只是实现了时间最优控制的基本思想，因为在起动过程的第一和第三阶段并不是按时间最优进行控制的，但是这两个阶段在整个起动时间中并不占主要地位。转速和电流两个闭环的作用可归纳如下：1.转速调节器的作用1）在稳态运行时，使转速跟随给定电压变化，实现转速的无静差。2）对负载变化起抗扰作用。3）转速调节器一旦饱和，起着饱和非线性的控制作用，使电流环进行恒流调节。4）其输出限幅值决定允许的最大电流。2.电流调节器的作用1）对电网电压波动起及时抗扰作用。2）起动时，可限制起动电流，保证在允许最大电流下起动，实现最佳起动过程。3）在转速调节过程中(当负载变化时)，使电流跟随给定电压变化。4）当电动机过载甚至堵转时，限制电枢电流的最大值，从而起到快速的安全保护作用，如果故障消失，系统能够自动恢复正常。3.1.2双闭环直流调速系统的动态数学模型如下图3.3表示双闭环直流调速系统的动态框图，图中和分别表示转速调节器和电流调节器的传递函数。在分析双闭环直流调速系统的动态性能时，着重分析电机的起动过程及抗扰动性能。在起动过程中转速调节器asr经历了不饱和、饱和、退饱和三种情况，抗扰动性能包括抗负载扰动和抗电网电压扰动的性能。在起动过程中有三个特点：随着asr的饱和与不饱和，整个系统处于完全不同的两种状态。当asr饱和时，转速环开环，系统表现为恒值电流调节的单闭环系统；当asr不饱和时，转速环闭环，整个系统是一个无静差调速系统，而电流内环则表现为电流随动系统。这就是饱和非线性控制的特征。准时间最优控制即恒流升速阶段，电流保持恒定，一般选择为允许的最大值，以便充分发挥电机的过载能力，是起动过程尽可能的最快。转速超调：由于采用了饱和非线性控制，起动过程结束进入转速调节阶段后，必须使转速调节器退出饱和状态。按照pi调节器的特性，只有使转速超调，asr的输入偏差电压为负值，才能使asr退出饱和。即采用pi调节器的双闭环调速系统的转速动态响应必然有超调。-idlud0un+-+-uiacr1/rtl s+1rtmsu*iucks tss+1id1ce+eb t0is+11 t0is+1asr1 t0ns+1a t0ns+1u*nn图3.3 双闭环调速系统的动态结构框图其中为电流反馈滤波时间常数，为转速反馈滤波时间常数。在实际动态系统中，常增加滤波环节，包括电流滤波、转速滤波和两个给定信号的滤波环节。由于电流检测信号中常含有交流分量，为了不使它影响到调节器的输入，需加低通滤波。这样的滤波环节传递函数可用一阶惯性环节来表示，其滤波时间常数按需要选定，以滤平电流检测信号为准。然而，在抑制交流分量的同时，滤波环节也延迟了反馈信号的作用，为了平衡这个延迟作用，在给定信号通道上加入一个同等时间常数的惯性环节，称作给定滤波环节。其意义是，让给定信号和反馈信号经过相同的延时，使二者在时间上得到恰当的配合，从而带来设计上的方便。由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波，因此也需要滤波，滤波时间常数用表示。根据和电流环一样的道理，在转速给定通道上加入时间常数为的给定滤波环节。3.2触发电路的设计晶闸管触发电路的作用是产生符合要求的门极触发脉冲，保证晶闸管在必要的时刻由阻断转为导通。晶闸管触发电路往往包括触发时刻进行控制相位控制电路、触发脉冲的放大和输出环节。触发脉冲的放大和输出环节中，晶闸管触发电路应满足下列要求：（1） 触发脉冲的宽度应保证晶闸管可靠导通，三相全控桥式电路应采用宽于60或采用相隔60的双窄脉冲。（2） 触发脉冲应有足够的幅度，对户外寒冷场合，脉冲电流的幅度应增大为器件最大触发电流35倍，脉冲前沿的陡度也需增加，一般需达12aus。（3） 所提供的触发脉冲应不超过晶闸管门极的电压、电流和功率定额，且在门极的伏安特性的可靠触发区域之内。（4） 应有良好的抗干扰性能、温度稳定性及与主电路的电气隔离。在本设计中最主要的是第1、2条。理想的触发脉冲电流波形如图3.4。图3.4 理想的晶闸管触发脉冲电流波形其中为脉冲前沿上升时间（），为强脉冲宽度，为强脉冲幅值（），为脉冲宽度，为脉冲平顶幅值（）。触发电路采用集成移相触发芯片tc787，与tca785及kj（或kc）系列移相触发集成电路相比，具有功耗小、功能强、输入阻抗高、抗干扰性能好、移相范围宽、外接元件少等优点。只需要一块这样的集成电路，就可以完成三块tca785与一块kj041、一块kj042器件组合才能具有的三相移相功能。图3.5 tc787原理框图由图可见：在它的内部集成了三个过零和极性检测单元、三个锯齿波形成单元、三个比较器、一个脉冲发生器、一个抗干扰锁定电路、一个脉冲形成电路、一个脉冲分配及驱动电路。引脚18、l、2分别为三相同步电压va、vb、vc输人端。引脚16、15和14分别为产生相对于a、b和c三相同步电压的锯齿波充电电容连接端。电容值大小决定了移相锯齿波的斜率和幅值。引脚13为触发脉冲宽度调节电容cx，该电容的容量决定着tc787输出脉冲的宽度，电容的容量越大，输出脉冲宽度越宽。引脚5为输出脉冲禁止端，该端用来在故障状态下封锁tc787的输出，高电平有效。引脚4为移相控制电压输入端。该端输入电压的高低，直接决定着tc787输出脉冲的移相范围。引脚12、10、8、9、7和11是脉冲输出端。其中引脚12、10和8分别控制上半桥臂的a、b、c相晶闸管；引脚9、7和11分别控制下半桥臂的a、b和c相晶闸管。正组晶闸管触发电路原理图如图4.3所示，反组的与正组相同。就可以构成三相全控桥整流电路的集成触发电路如图3.6。图3.6 三相全控桥整流电路的集成触发电路3.3系统参数的计算3.3.1 电流环节（acr）的设计1、确定时间常数（1）整流装置滞后时间常数。三相桥式电路的平均失控时间；（2）电流滤波时间常数。三相桥式电路每个波头的时间是3.33ms，为了基本滤平波头，应有，因此取；（3）电流环小时间常数。按小时间常数近似处理，取。2、确定将电流环设计成何种典型系统根据设计要求电流超调量，保证稳态电流无差，可按典型i型系统设计电流调节器。3、电流调节器的结构选择电流调节器选用pi型，其传递函数为： (式3.1)4、选择电流调节器参数acr超前时间常数：；电流环开环增益：因为要求，故应取，因此 (式3.2)于是，acr的比例系数为： 。5、计算电流调节器的电路参数按所用运算放大器，取，各电阻和电容值计算如下： ，取； (式3.3)，取； (式3.4) ，取。 (式3.5) 3.3.2 转速环节（asr）的设计1、确定时间常数（1）电流环等效时间常数为；（2）转速滤波时间常数。根据所用测速发电机纹波情况，取；（3）转速环小时间常数。按小时间常数近似处理，取。2、确定将转速环设计成何种典型系统由于设计要求转速无静差，转速调节器必须含有积分环节；根据动态设计要求，应按典型型系统设计转速环。3、转速调节器的结构选择转速调节器选用pi型，其传递函数为： 。 (式3.6)4、选择转速调节器参数按跟随和抗绕性能都较好的原则取h=5，则asr超前时间常数：；转速开环增益：；于是asr的比例系数为：。5、计算转速调节器的电路参数 按所用运算放大器，取，各电阻和电容值计算如下： ，取； (式3.7)，取； (式3.8)，取。 (式3.9)3.4可控硅主回路的设计3.4.1反并联可逆电路龙门刨床要求电动机既能正转，又能反转，而且常常还需要快速地起动和制动，这就需要电力拖动系统具有四象限运行的特性，也就是说，需要可逆的调速系统。改变电枢电压的极性，或者改变励磁磁通的方向，都能够改变直流电机的旋转方向。然而当电机采用电力电子装置供电时，由于电力电子器件的单向导电性，需要专用的可逆电力电子装置和自动控制系统。图3.5 三相桥式电路的反并联可逆电路a)主电路 b)简图三相桥式电路的反并联可逆电路中存在环流问题。采用两组晶闸管反并联的可逆v-m系统，如果两组装置的整流电压同时出现，便会产生不流过负载而直接在两组晶闸管之间流通的短路电流，称作环流。环流有危害。环流加重晶闸管和变压器的负担，消耗功率，环流太大时会导致晶闸管损坏。对于本次以直流电动机为核心的龙门刨床驱动系统的设计，系统采用plc控制的电流、速度双闭环逻辑无环流可逆直流调速系统。3.4.2逻辑控制的无环流可逆系统当一组晶闸管工作时，用逻辑电路（硬件）或逻辑算法（软件）去封锁另一组晶闸管的触发脉冲，使它完全处于阻断状态，以确保两组晶闸管不同时工作，从根本上切断了环流的通路。 asrdlc-1tavrvfgtr2acrmtggtf1acr+u*nun-uiu*iucfublfublrucru*i+uiu*iui0ldar-图3.6 逻辑控制无环流可逆调速系统原理框图两组桥在任何时刻只有一组投入工作（另一组关断），所以在两组桥之间就不会存在环流。但当两组桥之间需要切换时，不能简单的把原来工作着的一组桥的触发脉冲立即封锁，而同时把原来封锁着的一组桥立即开通，因为已经导通的晶闸管并不能在触发脉冲取消的一瞬间立即被关断，必须待晶闸管承受反压时才能关断。如果对两组桥的触发脉冲的封锁和开放同时进行，原先导通的那组桥不能立即关断，而原先封锁着的那组桥已经开通，出现两组桥同时导通的情况，因没有环流电抗器，将会产生很大的短路电流，把晶闸管烧毁。为此首先应是已导通的的晶闸管断流，要妥当处理主回路中的电感储存的一部分能量回馈给电网，其余部分消耗在电机上，直到储存的能量释放完，主回路电流变为零，使原晶闸管恢复阻断能力，随后再开通原来封锁着的那组桥的晶闸管，使其触发导通。主电路采用两组晶闸管装置反并联线路，由于没有环流，不用再设置环流电抗器，但是为了保证运行时电流波形的连续性，应保留平波电抗器。控制线路采用典型的转速、电流双闭环控制系统，电流环分设两个电流调节器acr1和acr2，acr1用来控制正组触发装置，acr2 控制反组触发装置，acr1的给定信号ui*经反向器ar同时作为acr2的给定信号ui*，这样就可以使电流反馈信号ui*的极性在正转和反转时都不用改变，从而可采用不反应电流极性的电流检测器，即交流互感器和整流器。由于在主电路中不设均衡电抗器，一旦出现环流将造成严重的短路事故，所以对工作时的可靠性要求特别高，为此在系统中加入了无环流控制器dlc，以保证系统的可靠运行，所以dlc是系统中的关键部件。特点：1.主电路采用两组晶闸管装置反并联线路；2.由于没有环流,不用设置环流电抗器；3.仍保留平波电抗器 ld ，以保证稳定运行时电流波形连续；4.控制系统采用转速、电流双闭环方案；5.电流环分设两个电流调节器，1acr用来控制正组触发装置gtf，2acr控制反组触发装置gtr；6.1acr的给定信号经反号器ar作为2acr的给定信号，因此电流反馈信号的极性不需要变化，可以采用不反映极性的电流检测方法。7.为了保证不出现环流，设置了无环流逻辑控制环节dlc，这是系统中的关键环节。它按照系统的工作状态，指挥系统进行正、反组的自动切换，其输出信号 ublf 用来控制正组触发脉冲的封锁或开放，ublr 用来控制反组触发脉冲的封锁或开放。优点：1.省去环流电抗器，没有附加的环流损耗；2.节省变压器和晶闸管装置等设备的容量；3.降低因换流失败而造成的事故。缺点：由于延时造成了电流换向死区，影响过渡过程的快速性。3.5电路保护3.5.1过电压保护在变压器副边并联电容，短时的过电压使电容中流过较大的充电电流，把拉闸时磁场释放出的能量转化为电容的电场能量存储起来，可以大大抑制过电压。但是只并联电容，优惠和变压器一起构成震荡回路，因此需要在电容回路中串接电阻以起抑制震荡的作用，这就构成了“阻容吸收装置”。图3.7 二次侧过电压压敏电阻保护已知选用sg-f型三相变压器，容量为50kva，副边y接，相电压u2=200v，有手册上查得ud1%=5，i0%=8，阻容装置采用接法以减小电容量。变压器每相伏安数3.5.2过电流保护1）用自动开关作为过电流的后备保护，当电路失去控制作用时，在交流电源入口处接上自动开关切断电源，排除故障后在合上自动开关即可。此处选用dz20200型塑料外壳式断路器，其额定绝缘电压为500v，交流50hz或60hz，额定工作380v及以下，或直流额定工作电压为220v及以下，其额定电流至200a。壳架等级为200a，每组辅助触头由一动断触头、一动合触头组成。用快速熔断器作为晶闸管元件的最后一级保护，它直接与晶闸管串联在一起。它在晶闸管元件过电流损坏之前被熔断，使好的元件与电路隔离。它主要用于断开由于晶闸管击穿而造成的交流电源短路。根据选用晶闸管期间，选择rs3型快速熔断器，in=50a，un=250v。3.4.3整流器件的选择正确选择晶闸管能够使晶闸管装置在保证可靠运行的前提下降低成本。选择晶闸管元件主要是选择它的额定电压和额定电流。首先确定晶闸管额定电压，晶闸管额定电压必须大于元件在电路中实际承受的最大电压，考虑到电网电压的波动和操作过电压等因素，还要放宽23倍的安全系数，则计算公式： 对于本设计采用的是三相桥式整流电路，晶闸管按1至6的顺序导通，在阻感负载中晶闸管承受的最大电压， 故计算的晶闸管额定电压为 （式3.1） 取。再确定晶闸管额定电流，额定电流有效值大于流过元件实际电流的最大有效值。一般取按此原则所得计算结果的1.52倍。 （式3.2） （式3.3） 由此可求出晶闸管的额定电流，其公式为： （式3.4）可以取额定电流为50a。本设计选用晶闸管的型号为kp（3ct）-50a。额定电压为vdrm800v，额定电流为it(av)120a，门极触发电压为vgt3.5v，门极触发电流为igt300ma。第四章 系统软件设计4.1plc中的pid功能4.1.1 pid控制的结构在工程实际中，应用最为广泛的调节器控制规律为比例积分微分控制，简称pid控制，又称pid调节。pid控制器问世至今已有近60年的历史了，它以其结构简单、稳定性好、工作可靠、调整方便而成为工业控制主要和可靠的技术工具。当被控对象的结构和参数不能完全掌握，或得不到精确的数学模型时，控制理论的其它设计技术难以使用，系统的控制器结构和参数必须依靠经验和现场调试来确定，这时应用pid控制技术最为方便。即当我们不完全了解一个系统和被控对象或不能通过有效的测量手段来获得系统的参数的时候，便最适合用pid控制技术。 pid控制包含比例、积分、微分三部分，实际中也有pi和pd控制器。pid控制器就是根据系统的误差利用比例、积分、微分计算出控制量，图4.1中给出了一个pid控制的结构图：图4.1 pid控制的结构图控制器输出和控制器输入（误差）之间的关系在时域中可用公式(2.4)表示如下： (式4.1)公式中，e(t)表示误差，也是控制器的输入，u(t)是控制器的输出， kp、tp与ti分别为比例系数、 积分时间常数及微分时间常数。式(2.4)又可表示为： (式4.2)公式中，u(s)和e(s)分别为u(t)和e(t)的拉氏变换，kp、分别为控制器的比例、积分、微分系数。 1、比例（p）控制 比例控制是一种最简单的控制方式。其控制器的输出与输入误差信号成比例关系。当仅有比例控制时系统输出存在稳态误差。 2、积分（i）控制 在积分控制中，控制器的输出与输入误差信号的积分成正比关系。 对一个自动控制系统，如果在进入稳态后存在稳态误差，则称这个控制系统是有稳态误差的或简称有差系统。为了消除稳态误差，在控制器中必须引入“积分项”。积分项对误差取关于时间的积分，随着时间的增加，积分项会增大。这样，即便误差很小，积分项也会随着时间的增加而加大，它推动控制器的输出增大使稳态误差进一步减小，直到等于零。 因此，比例+积分(pi)控制器，可以使系统在进入稳态后无稳态误差。 3、微分（d）控制 在微分控制中，控制器的输出与输入误差信号的微分（即误差的变化率）成正比关系。 自动控制系统在克服误差的调节过程中可能会出现振荡甚至失稳。其原因是由于存在有较大惯性的组件（环节）和（或）有滞后的组件，使力图克服误差的作用其变化总是落后于误差的变化。解决的办法是使克服误差的作用的变化要有些“超前”，即在误差接近零时，克服误差的作用就应该是零。这就是说，在控制器中仅引入“比例”项往往是不够的，比例项的作用仅是放大误差的幅值，而目前需要增加的是“微分项”，它能预测误差变化的趋势，这样，具有比例+微分的控制器，就能够提前使克服误差的控制作用等于零，甚至为负值，从而避免了被控量严重地冲过头。所以对有较大惯性和（或）滞后的被控对象，比例+微分(pd)的控制器能改善系统在调节过程中的动态特性。4.1.2 pid参数的整定在pid参数进行整定时如果能够有理论的方法确定pid参数当然是最理想的方法，但是在实际的应用中，更多的是通过凑试法来确定pid的参数。增大比例系数p一般将加快系统的响应，在有静差的情况下有利于减小静差，但是过大的比例系数会使系统有比较大的超调，并产生振荡，使稳定性变坏。增大积分时间i有利于减小超调，减小振荡，使系统的稳定性增加，但是系统静差消除时间变长。增大微分时间d有利于加快系统的响应速度，使系统超调量减小，稳定性增加，但系统对扰动的抑制能力减弱。在凑试时，可参考以上参数对系统控制过程的影响趋势，对参数调整实行先比例、后积分，再微分的整定步骤。首先整定比例部分。将比例参数由小变大，并观察相应的系统响应，直至得到反应快、超调小的响应曲线。如果系统没有静差或静差已经小到允许范围内，并且对响应曲线已经满意，则只需要比例调节器即可。如果在比例调节的基础上系统的静差不能满足设计要求，则必须加入积分环节。在整定时先将积分时间设定到一个比较大的值，然后将已经调节好的比例系数略为缩小(一般缩小为原值的0.8)，然后减小积分时间，使得系统在保持良好动态性能的情况下，静差得到消除。在此过程中，可根据系统的响应曲线的好坏反复改变比例系数和积分时间，以期得到满意的控制过程和整定参数。如果在上述调整过程中对系统的动态过程反复调整还不能得到满意的结果，则可以加入微分环节。首先把微分时间d设置为0，在上述基础上逐渐增加微分时间，同时相应的改变比例系数和积分时间，逐步凑试，直至得到满意的调节效果。4.1.3 fx2n的pid指令pid指令的编号为fnc88，如图4.2所示源操作数s1、s2、s3和目标操作数d均是数据寄存器d，16位指令，占9个程序步。s1和s2非别用来存放给定值和当前测量值。s3到s3+6用来存放控制参数的值，运算结果存放在d中。图4.3为pid控制算法的流程图。图4.2 pid指令初始化从a/d取数据求计算控制增量将控制量输出给d/a为下一时刻做准备采样时间到？d/a被控对象a/dyuny图4.3 pid控制算法流程图4.2速度初始化子程序速度给定信号是调速系统的主令控制信号，模拟系统中常用电位器调节给出；在plc构成的ddc系统中，例如要实现图4.4所示的软起动数字给定，可利用图4.5的梯形图。当m8000接通后，d3中的数据即从d1逐渐地变到最终值d2，所需时间为“n”个扫描周期。扫描周期存于d4（d2）（d3）t/s（d1）u/v图4.4 软启动数字给定m8000m8026setk100d3d2d1rampenc67(p)run监控x启动m8026x停车rst图4.5 软启动数字给定梯形图当输出d3结束(达到d2值)时，由于m8026为on状态，则倾斜输出的最终值可保持住。由此，d3可获得图4.4所示的给定变化规律，合理设计梯形图还可获得软停止及其他变化规律的数字给定。4.3电流检测子程序双闭环调速系统中电流检测的常用方法是用电流互感器ta将整流变压器二次侧的交流电流变换成05v的交流电压，经二极管整流及阻容滤波变成直流电压，模拟系统直接将该电压作为电流反馈电压；单片机构成的ddc系统将该电压经a/d转换输入单片机系统，plc系统当然也可用模拟量i/o模块进行a/d转换。由于只有一路模拟量需要转换，为降低成本，此处采用vfc电压频率