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中国电工技术学会电力电子学会第十届学术年会论文集 反激同步整流变换器的损耗模型分析 宋辉淇 ，林维明 （福州大学 电气工程与自动化学院，福建 福州 350002） 摘 要 建立了反激同步整流变换器的损耗模型。对功率 MOSFET 工作过程中的各种损耗进行详细的分析，对变压器、滤波电 容等主要元件的损耗模型进行理论分析。利用 MathCAD 软件，对反激同步整流变换器的损耗进行具体的实例分析，并通过实验验 证损耗模型分析的正确性。 关键词 反激变换器；同步整流技术；损耗模型 Abstract: The circuit model and calculation of power dissipation is the key step for optimizing the converters. The mathematic model of power dissipation in the flyback converter is improved and verified by the experiment in this paper. Key words: Flyback Converter; Synchronous Rectification; Model of Power Dissipation 1 1 概 述 对 PWM 开关变换器中各个部分的工作损耗,建立其 数学模型并进行事先估算， 可以提高工程设计效率,使电 路设计有的放矢。 本文预期得到一个比较接近实际的损耗估计模型。 这些损耗的估算数据可用来决定需要采用何种相应的半 导体封装，也可以从大体上估计出整个电路的热分布情 况，可作为进一步优化效率、改善电路热性能的出发点， 以及决定是否需要加装散热片等。 2 2 反激同步整流变换器的损耗模型分析 2.1 功率MOSFET的损耗模型分析 功率MOSFET是常用的功率开关器件， 由于具有使用 容易、能够自动均流等特点，因此广泛应用于高频和需 要多管并联的场合,适合中小功率应用及做同步整流管。 功率MOSFET 的等效电路模型如图1所示。 其中 DSC 及 DGC 和 GSC 为 MOSFET 的寄生电容， 其值是非线性的，与施加在 MOSFET 上的电压大小有关。 为了简化分析，在本文中认为寄生电容值是不变的，并 且忽略引线的寄生电感。 功率MOSFET在工作过程中的损耗通常由下面几部分 组成：导通损耗 conP 、开关损耗 swP 、驱动损耗 drvP 、 输出电容损耗 ossP 、体内二极管反向恢复损耗 qrrP 。 下面将对各部分损耗分别进行分析。 (1) 功率MOS管的导通损耗 conP 导通损耗是当功率器件已被开通，且驱动和开关波 形已经稳定以后，功率开关处于导通状态时的损耗。功 率 MOS 管的导通损耗为： 225 1()T C dson conrmsPIRDK = （1） 其中， rmsI 是通过功率 MOS 管的有效值电流, 25 C dson R 为功率 MOS 管的结温为 25的通态电阻, TK 为 导通电阻的温度系数。 (2) 功率 MOS 管的开关损耗 swP 开关损耗是出现在功率开关被驱动，从原来的开关 状态过渡到另一个新的工作状态，在过渡过程中，由于 功率 MOS 管漏源极上电压和电流同时发生变化，电压和 电流相交叠而引起的损耗。 MOSFET 理想的开关过程如图 2 所示，其典型的开通 和关断过程都可分为 4 个阶段。 虽然许多厂商在其产品手册中都会给出一些参数， 但是， 有些参数只给出一个范围， 并没有给出具体的数t5t6 RG1 CDG CGS CDS D S G Mosfet 图 1 功率 MOSFET 的等效电路模型 中国电工技术学会电力电子学会第十届学术年会论文集 阶段，栅源极间电压开始下降，MOS 管的漏源极间电压 与漏极电流几乎保持不变，若忽略 MOS 管的正向导通压 降，则这段时间没有开关损耗。 VGS VDS ID t t10t2t3t4t5t6t7 t8 ()ds onI R Turn onTurn off t9 在t6t7阶段，MOS 管的漏极电流基本保持在 0DI，若忽略 MOS 管的正向导通压降，则漏源极间电压 开始从零上升到0DSV；这段时间栅源极间电压保持 在Miller电平_GSMillerV， MOSFET的Miller电容gdC通 过驱动电路放电，此时，放电电流的大小： _ 1 1 GS Miller GG c gd V I RR = + （14） 漏源极之间的电压： 1 ( ) c gd ds gd I Vt C t= （15） 这段充电时间： 0 _ 3376 DS GS Miller V T V tt= （16） 时间常数 3 ： 13()GGgdRRC=+ （17） 在这一阶段的开关损耗： 0033 1 2 DSDswPVIT= （18） 在t7t8阶段， MOS 管的漏极电流从稳态值0DI下 降到零， 而漏源极间电压保持不变0DSV； 这段时间栅源 极间电压从 Miller 电平_GSMillerV下降到门槛电压 THV，MOSFET 的输入电容issC通过驱动电路放电， 同理有issgsCC；此时，MOS 管的充电电路可等效成 一阶 RC 电路，这段放电时间： _ 4874ln TH GS MillerV T V tt= （19） 时间常数4： 14()GGgsRRC=+ （20） 在这一阶段的开关损耗： 0044 1 2 DSDswPVIT= （21） 在t8t9阶段，由于 MOS 管已经关断，MOSFET 流 过的电流为零，因此这段时间没有开关损耗。 在一个开关周期内，总的开关损耗swP： 1234swswswswswPPPPP=+ （22） (3) 功率 MOS 管的驱动损耗drvP 由图 1 可知，MOS 管的每两个极之间都存在极间寄 生电容，MOS 管的开关过程实际上是驱动电路对 MOS 管 的寄生电容进行充放电的过程，由于驱动电路自身的输 出阻抗、外部栅极电阻以及 MOS 管自身内部的栅极电阻 的存在，这些电阻在 MOS 管寄生电容的充放电过程中产 生损耗，这部分损耗即为驱动损耗。 在 MOSFET 开通过程中，驱动电路上的功耗为： _ 1 2 drvongdrvPQV= （23） 其中，gQ为总栅极电荷,drvV为驱动电压。 在 MOSFET 关断过程中，又会消耗同样的功率： 在t1t2阶段，MOS 管的漏极电流从零上升到稳 态值0DI，而漏源极间电压保持不变0DSV；这段时间栅 源极间电压从门槛电压THV上升到 Miller 电平 _GSMillerV，驱动电路对 MOSFET 的输入电容issC充电， 由 于 issgdgsCCC=+ （ gdgsCC? ）， 所 以 issgsCC ；此时，MOS 管的充电电路可等效成一阶 RC 电路，这段充电时间： _ 1211ln TH GS Miller h h VV Ttt VV = （6） 时间常数 1 ： 11()GGgsRRC=+ （7） 其中， hV 为外部电路施加的驱动电压， GR 为驱动回路 的电阻， 1GR 为 MOS 管的内部电阻。 在这一阶段的开关损耗： 0011 1 2 DSDswPVIT= （8） 中国电工技术学会电力电子学会第十届学术年会论文集 在t2t3阶段，MOS 管的漏极电流基本保持在 0DI，若忽略 MOS 管的正向导通压降，则漏源极间电压 开始从0DSV下降到零；这段时间栅源极间电压保持在 Miller 电平_GSMillerV，驱动电路对 MOSFET 的 Miller 电容gdC充电，此时，充电电流的大小： _ 1 GS Miller GG h cgd VV I RR + = （9） 漏源极之间的电压： 0( )DS cgd ds gd I VtVt C = （10） 这段充电时间： 0 _ 2322 DS GS Millerh V T VV tt= = （11） 时间常数 2 ： 12()GGgdRRC=+ （12） 在这一阶段的开关损耗： 0022 1 2 DSDswPVIT= （13） 在t3t4阶段，栅源电压继续上升，达到驱动电 路所给定的驱动电压值， 若忽略 MOS 管的正向导通压降， 则这段时间没有开关损耗。 在t4t5阶段，MOS 管处于导通阶段，这段时间的损 耗即为导通损耗。t5 时刻，MOS 管开始关断，关断过程 与开通过程相似， 下面分析关断过程的开关损耗在t5 t6阶段，栅源极间电压开始下降，MOS 管的漏源极间电 压与漏极电流几乎保持不变，若忽略 MOS 管的正向导通 压降，则这段时间没有开关损耗。 在t6t7阶段，MOS 管的漏极电流基本保持在 0DI，若忽略 MOS 管的正向导通压降，则漏源极间电压 开始从零上升到0DSV；这段时间栅源极间电压保持 在Miller电平_GSMillerV， MOSFET的Miller电容gdC通 过驱动电路放电，此时，放电电流的大小： _ 1 1 GS Miller GG c gd V I RR = + （14） 漏源极之间的电压： 1 ( ) c gd ds gd I Vt C t= （15） 这段充电时间： 0 _ 3376 DS GS Miller V T V tt= （16） 时间常数 3 ： 13()GGgdRRC=+ （17） 在这一阶段的开关损耗： 0033 1 2 DSDswPVIT= （18） 在t7t8阶段， MOS 管的漏极电流从稳态值0DI下 降到零， 而漏源极间电压保持不变0DSV； 这段时间栅源 极间电压从 Miller 电平_GSMillerV下降到门槛电压 THV，MOSFET 的输入电容issC通过驱动电路放电， 同理有issgsCC；此时，MOS 管的充电电路可等效成 一阶 RC 电路，这段放电时间： _ 4874ln TH GS MillerV T V tt= （19） 时间常数4： 14()GGgsRRC=+ （20） 在这一阶段的开关损耗： 0044 1 2 DSDswPVIT= （21） 在t8t9阶段，由于 MOS 管已经关断，MOSFET 流 过的电流为零，因此这段时间没有开关损耗。 在一个开关周期内，总的开关损耗swP： 1234swswswswswPPPPP=+ （22） (3) 功率 MOS 管的驱动损耗drvP 由图 1 可知，MOS 管的每两个极之间都存在极间寄 生电容，MOS 管的开关过程实际上是驱动电路对 MOS 管 的寄生电容进行充放电的过程，由于驱动电路自身的输 出阻抗、外部栅极电阻以及 MOS 管自身内部的栅极电阻 的存在，这些电阻在 MOS 管寄生电容的充放电过程中产 生损耗，这部分损耗即为驱动损耗。 在 MOSFET 开通过程中，驱动电路上的功耗为： _ 1 2 drvongdrvPQV= （23） 其中，gQ为总栅极电荷,drvV为驱动电压。 在 MOSFET 关断过程中，又会消耗同样的功率： _ 1 2 drvoffgdrvPQV= （24） 则在一个开关周期内，总的栅极驱动损耗为： _drvdrvondrvoffgdrvPPPQV=+= （25） (4) 功率 MOS 管的输出电容损耗ossP 在 MOS 管关断的时候，其输出电容会被充电，漏源 极上承受电压；当 MOS 管开通的时候，输出电容上的电 荷会通过 MOS 管自身释放， 因而在 MOS 管内部产生损耗， 这部分损耗即为输出电容损耗。 在一个开关周期内，总的输出电容损耗为： 中国电工技术学会电力电子学会第十届学术年会论文集 1 2 ossoffossPVQ= （26） 其中，offV表示 MOS 管关断的时候漏源极上所承受 的电压，ossQ为 MOS 管输出电容上的电荷。 (5) 功率 MOS 管的体内二极管的导通损耗_condP 和普通的二极管一样，当功率 MOS 管的体内二极管 导通的时候，二极管上产生的损耗： _SDDdcondVITP= （27） 其中，SDV为体内二极管的正向导通压降，DI为流 经体二极管的电流，dT为体二极管的导通时间。 (6) 功率 MOS 管的体二极管的反向恢复损耗qrrP 当功率 MOS 管的体内二极管导通的时候，在二极管 内部存储了大量的少子，当体内二极管关断的时候，这 些少子必须被去掉，二极管才能承受反向电压。在 这过程中会产生反向恢复电流，该电流引起的损耗称为 反向恢复损耗： qrroffrrsPVQf= （28） 其中，rrQ为体内二极管的反向恢复电荷，offV表 示 MOS 管关断的时候所承受的电压，sf为开关频率。 2.2 反激变压器的损耗模型分析 反激变压器实际上是一个多绕组的耦合电感， 它的功能是从输入电源取得能量，存储在磁场中， 然后再将这些磁能转化为电能传输到负载。因此， 反激变压器的工作模式与传统变压器有所不同。 在高频情况下，变压器的损耗主要由磁芯损耗 coreP和绕组损耗windP组成。 磁芯损耗常用下式计算： corevcPVP= （29） 其中,vP为给定工作频率、交变工作磁密峰值下单 位体积的磁芯损耗，即磁芯的功率损耗密度，一般磁芯 材料厂商都会提供该功率损耗密度曲线，可以很容易获 得所需要的数据；cV为磁芯的体积。 变压器的绕组损耗windP在反激变换器中， 电 感电流波形通常都是梯形波，根据有效值定义，可很容 易求得原副边电流有效值。 经过对有关参数的计算，可得变压器的绕组损耗： 22 windingprmspdcsrmssdcIRkIRkP=+（30） 其中，prmsI和srmsI分别为原副边绕组的电流有 效值；pdcR和sdcR分别为原副边绕组的直流电阻； k为导体材料的电阻率温度系数。 2.3 与滤波电容有关的损耗模型分析 对于开关电源而言，输入输出的电压和电流都是脉 动的，即存在纹波电压和纹波电流，这些纹波电流主要 是由输入输出滤波电容来吸收。 尤其在反激式变换器中， 由于反激式变换器自身与输出负载之间没有感性阻抗， 使得有很大的瞬时脉动电流流入和流出电容，而每个电 容都有寄生的等效串联电阻（ESR）和等效串联电感 （ESL） ，这个电流不可避免地在电容上产生损耗，导致 电容发热，使用寿命缩短。 输入滤波电容上所产生的损耗： 2 _cinrmscinesrcinIRP= （31） 其中，_cinrmsI为输入滤波电容的电流有效值， _cinesrR为输入滤波电容的等效串联电阻。 输出滤波电容上所产生的损耗： 2 _cormscoesrcoIRP= （32） 其中，_cormsI为输出滤波电容的电流有效值， _coesrR为输出滤波电容的等效串联电阻。 则滤波电容的 ESR 所产生的总功率损耗： _ 22 r ccinco cin rmscin esco rmsco esr PPP IRIR =+ =+ （33） 2.4 其他部分损耗的考虑 其他损耗与运行整个功率电路所需的所有功能器 件有关， 这些器件包括与控制 IC 相关的电路以及反馈电 路，吸收电路、保护电路、电流采样电路等，而且还包 括PCB板Layout的损耗。 相比于电路中其他部分的损耗， 这些损耗所占的比例一般都比较小，在本文中对这部分 损耗不予考虑。 3 3 实例分析与实验验证 利用 Mathcad 软件，对反激同步整流变换器的损耗 进行具体的实例分析。图 3 是典型的反激同步整流变换 器，根据前面的理论分析，计算变换器中主要功率元件 的损耗，包括原边 MOS 管、同步整流管、变压器以及滤 波电容等部分的损耗。为了更真实的反映实际情况， MOSFET 的导通损耗是在结温 100的条件下计算的；变 压器的损耗也是在 100条件下计算的。 为了验证损耗模型的正确性，本文制作了一台宽输 入电压电压范围的小功率反激同步整流电源模块。 变换器的工作指标：输入电压：18 75V； 输出电压/电流：3.3 /3VA。 图 3图 5 分别是原边控制 MOS 管、同步整流管、 变压器的总损耗与各组成部分损耗随输入电压变化的条 中国电工技术学会电力电子学会第十届学术年会论文集 形柱图。 图 6 是在整个输入电压范围 1875V、输出满载条 件下，理论计算的整个电路总功率损耗与实际测得的总 功率损耗曲线图；由图可见，理论计算的损耗曲线与实 测的损耗曲线趋势基本一致，最大数值误差仅为 0.12W。 图 7 是对应的整机效率曲线，从图中可见，理论计算的 效率与实际测得的效率最大百分比误差也仅为 1 个百分 点左右。由此说明，本文所建立的损耗模型，对于小功 率反激同步整流变换器，其误差在可接受的范围之内， 因此，所建立的损耗模型是具有一定可信度的。 4 4 结束语 本文分析了反激同步整流变换器中各主要部分，包 括变压器、MOSFET开关管、同步整流管、滤波电容等的 损耗模型；并且细化了变压器、MOS管的各组成部分的损 耗，分析了它们随输入电压变化的相应变化趋势；最后 通过实例分析与实验验证，说明所建立的损耗模型具有 一定的理论指导意义和工程实用价值。 参考文献 1 赵修科. 实用电源技术手册磁性元器件分册，沈 阳：辽宁科学技术出版社,2002. 2 Laszlo Balogh, Design And Application Guide for High Speed MOSFET Gate Drive Circuits, SEM-1400, TI Seminar, 2001. 3 Yuming Bai, Yu Meng, Alex Q.Huang, Fred C.Lee,et al. A Novel Model for MOSFET Switching Loss Calculation, IEEE IPEMC 2004, pp1669-1672. 4 R.Prieto, J.A.Cobos, O.Garcia,et al. High Frequency Resistance in Fl