VCO(压控振荡器).pdf

6.776 高速通信电路与系统高速通信电路与系统 第14讲 压控振荡器（ 第14讲 压控振荡器（VCO） 麻省理工学院麻省理工学院 2005年年3月月29日日 麻省理工学院开放式课件 版权所有：版权所有：Copyright 2005 M.H. Perrott 翻译：西安交通大学 微电子学系 张鸿翻译：西安交通大学 微电子学系 张鸿 H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW 窄带无线系统中的VCO设计 ?设计问题： 调节范围需要覆盖所有频率信道 噪声影响接收机的灵敏度性能 功耗需要低功耗 隔离需要使进入VCO的噪声最小化 对工艺/温度变化的敏感性在量产时需要可制造性 来自天线和带 通滤波器 PCB走线 封装 接口 混频器IF输出 RF输入 输出至 滤波器 本振(LO) 信号 参考 频率 频率 综合器 H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW 宽带高速数据链路中的VCO设计 ?设计问题： 与无线相同，但是： 噪声性能要求通常更低 调节范围通常更窄 来自 宽带发射机 PCB走线 封装 接口 时钟数 据恢复 输入 数据 鉴 相器 数据 输入 环路 滤波器Clk 输出 数据输出 H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW 常见的VCO结构 ?LC振荡器：相噪声低，面积大 ?环形振荡器：易于集成，相噪声高 LC振荡器 环形振荡器 VCO放大器 H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW 产生振荡的巴克豪森准则 ?闭环传输函数 ?如果满足以下条件，就 可在o频率处产生自我 维持的振荡 总共为两个条件 ?在频率o处，增益=1 ?在频率处，相位=n360度(n=0, 1, 2, ) 巴克豪森准则 H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW 例1：环形振荡器 ?反相器的饱和特性使增益被设为1 ?用奇数级以防止出现稳定的直流工作点 ?振荡频率处，相位等于360度（反相产 生180度，另外的180度由门延时产生） 假定总共有N级，每一级相移为 或者，总共有级，每一级延时为t H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW 关于环形振荡器的更多信息 ?由于环形振荡器的相噪声性能相对较差，所以很少用 于RF系统 它们经常用在高速数据链路中 本讲中，我们的重点是LC振荡器 ?关于CMOS环形振荡器的一些有用信息 Maneatiset. al., “Precise Delay Generation Using Coupled Oscillators”, JSSC, Dec 1993 (延迟单元的介绍请查阅 127-128 页) -Todd Weigandt的博士论文 /weigandt/ H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW 例2：基于谐振器的振荡器 ?频率o处的巴克豪准则 ?假定Gm为纯实数，Z(jo)也必须为纯实数 H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW 仔细观察基于谐振器的振荡器 ?并联谐振电路在谐振时有： ?谐振处看起来像个电阻（即为纯实数） 相位条件满足 通过使GmRp=1，使幅度条件也满足 H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW 不同Gm值的影响 ?根轨迹图使我们可以观察闭环极点的位置与开环极点/ 零点以及开环增益(GmRp)之间的函数关系 当增益(GmRp)增加时，闭环极点移动到S平面的右 半平面 S-平面 增大GmRp 闭环极点 位置的根 轨迹 开环谐振 器的极点和 零点 H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW Gm值取的过小带来的影响 ?闭环极点终止在左半S-平面 产生欠阻尼响应 ?振荡逐渐消失 闭环极点 位置的根 轨迹 开环谐振 器的极点和 零点 S-平面 闭环阶跃响应 H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW Gm值取的过大带来的影响 ?闭环极点终止在右半S-平面 产生不稳定响应 ?波形不断积累 闭环极点 位置的根 轨迹 开环谐振 器的极点和 零点 S-平面 闭环阶跃响应 H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW 将Gm恰好设为正确值 ?闭环极点终止在j轴上 振荡得以维持 ?问题需要使GmRp精确地等于1 实际中，我们如何实现？ 闭环极点 位置的根 轨迹 开环谐振 器的极点和 零点 S-平面 闭环阶跃响应 H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW 幅度反馈环路 ?一种思路是检测振荡器幅值，然后调整Gm使其为所需 的值 通过负反馈，我们可精确地实现GmRp=1 ?问题： 结构复杂、功耗增加并且引入噪声 振荡器 调节Gm 所需 峰值 峰值 检测器 输出 H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW 利用放大器的非线性作为反馈 ?实际的跨导放大器都存在饱和特性 产生谐波，但是被谐振器滤除 我们只关心输入与输出基波之间的关系 H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW 用放大器的非线性实现幅度控制 ?输入幅度增加时 输入到输出信号基波之间的增益下降 产生幅值反馈（稳态时 GmRp=1） H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW 基于谐振器的振荡器的单端口表示 ?直观分析更方便 ?这里，我们寻求负阻元件来抵消谐振电路的损耗 为了实现持续振荡，我们必须有： 谐振器 谐振器 有源负 阻产生 器 有源负电阻 H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW 单端口模型需要使用并联RLC网络 ?由于VCO工作在非常窄的频带，所以我们总是可以用 串联-并联转换来获得分析所需的并联网络 警告：在实际中，RLC网络可能产生二次（或者更 多）谐振频率，这将引起所不需的特性 ?手算分析时，等效并联网络掩盖了这个问题 ?通过仿真可揭示这个问题 H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW VCO示例：负阻振荡器 ?这种振荡器结构在目前的CMOS实现中是非常流行的 优点： ?结构简单 ?差动实现形式（有利于驱动差动电路） ?可实现较好的相噪声性能 引入电感和 电容的损耗 H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW 负阻振荡器分析（第1步） ?推导出包含谐振电感和电容损耗的并联RLC网络 通常，这些损耗中，电感的串联电阻占主导地位 谐振腔的窄 带并联RLC 模型 H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW 负阻振荡器分析（第2步） ?将振荡器拆分为半边电路以简化分析 利用Vs可以近似为小信号地的事实（这种近似不精 确，但是与实际情况足够接近） ?注意到我们得到一个跨导为负值的二极管连接的器件 用负电阻代替 ?注意：Gm是大信号跨导值 H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW 负阻振荡器设计 ?设计高Q值的谐振电路 得到的Rp值尽可能大 ?选择偏置电流(Ibias)以获得大的摆幅(避免Gm过度饱和) 我们将紧接着估计摆幅与Ibias的函数关系 ?选择晶体管尺寸以获得足够大的gm1 通常选为1/Rp1的两倍，以保证起振 H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW 计算振荡器的摆幅：最大的正弦振荡 ?如果我们假定幅度较大，在正弦的峰值和谷值处，Ibias 被完全切换到电路的一侧 H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW 计算振荡器的摆幅：最大的方波振荡 ?如果幅度非常大，我们可认为I1(t)为方波 我们关心如何确定基波分量 ?（直流和谐波分量被谐振腔电路滤除） ?基波分量为： ?得出振荡幅度为： H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW 结构变化 ?偏置可选在顶部或底部 ?可用NMOS、PMOS或同时使用两者来实现跨导 在给定功耗情况下，同时使用NMOS和PMOS交叉耦合对可获 得更低的相噪声 ?参考文献Hajimiriet. al, “Design Issues in CMOS Differential LC Oscillators”, JSSC, May 1999 and Feb, 2000 (pp 286-287) 底部偏置的NMOS顶部偏置的NMOS顶部偏置的NMOS和PMOS H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW 科尔皮兹振荡器 ?从分立设计中引入。分立设计中优先使用单端方法以 简化设计 仅用一个晶体管实现负阻 尽管也可以实现差动结构 ?可获得优良的相噪声性能。但是在CMOS应用中，相 对于负阻振荡器，该优点并不明显 H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW 科尔皮兹振荡器中的电容变压器分析 ?RL上的电压降被电容分压器降低 假定在谐振腔的谐振频率处电容的阻抗比RL小（简化分析） ?V1与Vout的比值由电容而不是RL确定 ?功耗守恒导致以上所示的变压器关系（参见第4讲） H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW 科尔皮兹振荡器的简化模型 ?电容变压器的目的 降低谐振腔的负载 降低源节点的摆幅（对于双极电路很重要） ?设定变压器比例以获得最优的噪声性能 引入谐振 腔损耗 H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW 科尔皮兹振荡器设计 ?设计高Q值的谐振腔 ?选择偏置电流(Ibias)以获得大的摆幅(避免Gm过度饱和) ?选择变压器比例以获得最优的噪声性能 经验方法：根据Tom Lee教材，选择N=1/5 ?选择晶体管尺寸以获得足够大的gm1 H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW 计算振荡摆幅与Ibias的函数关系 ?I1(t)包含脉冲，其形状和宽度是晶体管性能以及变压器 比的函数 近似认为是宽度为W的窄方波脉冲 ?基波分量为： ?得出的振荡幅度为： 均值 其中： H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW Clapp振荡器 ?除了谐振腔的电感部分与器件漏极隔离外，其余与科 尔皮兹振荡器相同 允许电感电压达到更大的幅度，而不超过漏极最大 允许的电压 ?有利于获得更低的相噪声 H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW Clapp振荡器的简化模型 ?与科尔皮兹振荡器看起来很相似 要当心寄生谐振 H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW 哈特莱（Hartley）振荡器 ?与科尔皮兹振荡器相同，但是使用中心抽头电感而不 是串联电容来实现电路的变压器部分 由于IC中电容比电感更容易实现，所以这种振荡器 在IC实现中应用不多， H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW 哈特莱振荡器的简化模型 ?与科尔皮兹振荡器相似，要当 心寄生谐振 H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW 集成谐振器的结构 ?电感电容谐振腔 侧墙电容的Q值很高（50） 螺旋电感的Q值中等（510），但是可以完全集成且容差较小 （40），但是并没有“集成”，并且容差 较大（ 20%） 注意：更多信息参见第6讲 侧面电容螺旋电感键合线电感 封装 芯 片 H.-S. Lee M.H.Perrott MIT OCW 集成谐振器结构 ?集成变压器 利用自感和互感实现谐振以获得更高的Q值 参考文献：Straayer et. al., “A low-noise transformer-based 1.7 GHz