【期刊论文】基于UC3844的变频器IGBT驱动电源设计.pdf

总第4 5 卷第5 1 2 期 2 0 0 8 年第惦期 电测与仪裹 日e e t r i c a lm e a s u r e m e n t & i m m m m n t a t t o n v d l 朽n 0 5 1 2 a u g 2 0 0 6 基于u c 3 8 4 4 的变频器i g b t 驱动电源设计 武素珍t ，王琨z ( 1 西京学院，西安7 1 0 1 2 3 ；2 佳木斯供电公司，黑龙江佳木斯1 5 4 4 0 0 ) 摘要：利用电流型p w m 控制器u c 3 8 4 4 设计单端反激式i g b t 马区动电源。介绍了电压型p w m 控制器和电流型p w m 控制器的区别并详细说明电流型p w m 控制器u c 3 8 4 4 的工作原理， 给出了单端反激式驱动电源的拓扑结构，并详细介绍外围电路的搭建和器件选取数值计 算过程。最后给出样机实验波形，该驱动电源经长时间运行，各项技术指标符合变频器 i g b t 驱动的要求，表明该设计方案正确、可靠，在工程应用中具有一定的参考价值。 关键词：驱动电源；u c 3 8 4 4 ；变频器 中图分类号：7 i p 2 1 1 文献标示码：b文章编号：1 0 0 1 1 3 9 0 ( 2 0 0 8 ) 0 8 0 0 5 7 0 4 d e s i g no fp o w e rs u p p l yf o ri n v e r t e r si g b td r i v eb a s e do n u c 3 8 4 4 w us u z h e l w a n gk u n 2 ( 1 x i j i n gu n i v ，x i a n7 1 0 1 2 3 ，c h i n a 2 j i a m u s ie l e c t r i cp o w e rc o m p a n y ，j i a m u s i1 5 4 4 0 0 ， h e i l o n g j i a n g ，c h i n a ) a b s t r a c t ：as i n g l e e n df l y b a c ki g b td r i v i n g c o n v e r t e rb a s e do nc u r r e n t m o d ep w m c o n t r o l l e ri sp r e s e n t e di nt h i sp a p e r t h ed i f f e r e n c eb e t w e e nv o l t a g e m o d ep w mc o n t r o l l e r a n dc u r r e n t m o d ep w mc o n t r o l l e ri si n t r o d u c e d ，a n dt h ep r i n c i p l eo fu c 3 8 4 4i sd i s c u s s e di n d e t a i l b ya n a l y z i n gp e r i p h e r yc i r c u i t ，t h ed e s i g np r o c e s sa n dt h ep r a c t i c a lp a r a m e t e ro ft h e c i r c u i t f i n a l l y ，t h es y s t e mw a v e f o r m s a r ep r e s e n t t h ee x p e r i m e n tt e s t i f i e st h a t ，t h ep o w e r h a so u t s t a n d i n gs t a b i l i t y ，a n dt h ep e r f o r m a n c em e e t st h ed e m a n do ft h ei n v e r t e r t h ev a l i d i t y o ft h i sm e t h o di sp r o v e db yt h ep r a c t i c a la p p l i c a t i o n k e yw o r d s ：p o w e rs u p p l y ，u c 3 8 4 4 ，i n v e r t e r o 引言 通用型变频器硬件设计的一个重点是驱动电源 的设计。在变频器中开关电源一般采用主回路直接供 电方式，这样就要求设计的电源工作范围要比较宽， 需在d c 2 0 0 v d c 8 0 0 v 之间正常工作。在d c 2 0 0 v 电源 时主要考虑电源的功率能否满足要求，即回路的电流 问题；在d c 8 0 0 v 电源时主要考虑电源的耐压能否满 足要求，即回路的电压问题。 开关电源的控制电路可以分为电压型p w m 控制 器和电流型p w m 控制器。电压型p w m 控制器是指控 制器按反馈电压来调节输出脉宽；电流型p w m 控制 器是指控制器按反馈电流来调节输出脉宽。前者是一 个单闭环电压控制系统，在其控制过程中电源电路中 的电感电流未参与控制，是独立变量，开关变换器为 二阶系统，而二阶系统是一个有条件的稳定系统；后 者是一个电压、电流双闭环控制系统，电感电流不再 是一个独立变量，从而使开关变换器成为一个一阶无 条件的稳定系统，因而很容易不受约束地得到大的开 环增益和完善的小信号、大信号特性。为此，应用电流 控制型芯片( 峰值电流控制) u c 3 8 4 4 设计了一i g b t 驱 动电源，其主要技术指标为：l o 路输出，总功率6 0 w ； 工作频率为4 0 k h z ；输人交流电压范围为3 8 0 v 1 5 。 1 电压p w m 控制器和电流型p w m 控制器控制原 理及性能比较 1 1电压型p w m 控制 电压型p w m 控制系统框图如图1 所示。电源输出 一5 7 万方数据 总第4 5 卷第5 1 2 期 2 0 0 8 年第0 8 期 电测与仪表 日e c t r l c a lm e a s u r e m e n t & i n s t r u m e n t a t i o n v o i 4 5n o 5 1 2 a u g 2 0 0 8 反馈电压嘀基准电压比较放大得到误差电压以。 该误差电压再与锯齿波发生器产生的锯齿波信号进 行比较。产生占空比变化的矩形波驱动信号。这种结 构属于典型的单闭环系统，缺点是控制过程中主电路 的电流没有参入输出控制。由于电感的作用，电流滞 后于电压的变化，因而系统响应速度慢，稳定性差。 u 图1电压型p w m 控制系统框图 1 2 电流型p w m 控制 电流型p w m 控制系统是针对电压 p w m 型的缺点发展起来的，它在原有的 电压环上增加了电流反馈环节，构成电压 电流双闭环控制。内环为电流控制环，外 ( 2 ) 负载调整率好。由于电压误差放大器可专门 用于控制占空比，以适应负载变化造成的输出电压的 变化，因而可大大改善负载调整率。 ( 3 ) 系统稳定性好。 2电流型p w m 控制芯片u c 3 8 4 4 的基本原理 u c 3 8 4 4 是电流型单端输出式p w m 控制芯片，其 最大占空比为5 0 ，具有过压保护和欠压锁定功能， 1 6 v ( 通) 和1 0 v ( 断) 的欠压锁定门限十分适合于离线 变换器。其内部框和引脚图如图3 所示冈。 弋 州 i 环为电压控制环。无论电流的变化，还是电压反馈输人- 电压的变化，都会使p w m 输出脉冲占空 确 比发生变化。这种控制方式可改善系统的 输出h 电压调整率，提高系统的瞬态响应速度， 增加系统的稳定性。其控制系统框图如图 r _ 1 堡兰塑 蟒 误差l 放大器i l 15 石l j 洳遵裂 i 吉电流取样 地土删 括号内是d 后缀s o - 1 4 封裴的臂脚号 比较嚣 i 轸能辑 u o e 1 3u c 3 8 4 4 内部框图及引脚图 图2电流型p w m 控制系统框图 电流型p w m 是在脉宽比较器的输入端，直接用 流过输出电感线圈电流的信号与误差放大器输出信 号进行比较，从而调节占空比，使输出的电感峰值电 流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环、 电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、 负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是目前比较理 想的新型p w m 控制器【l j 。 1 3电流型p w m 控制的优点 ( 1 ) 电压调整率好。输入电压的变化立即引起电 感电流的变化，电感电流的变化立即反映到电流控制 回路而被抑制。不像电压控制要经过输出电压反馈到 误差放大器，然后再调节的复杂过程，所以响应快。如 果输人电压的变化是持续的，电压反馈环也起作用， 因而可以达到较高的线性调整率。 一5 8 一 在图3 中，电压反馈输入和2 5 v 基准电压之差经 误差放大器放大后作为门限电压，与电流取样输入经 采样后的电压，一起送到电流取样比较器。当电流取 样电压超过门限电压后，比较器输出高电平触发r s 触发器，然后经或非门输出低电平，关断功率管，并保 持这种状态直至振荡器输出脉冲到触发器和或非门 为止。这段时间的长短由振荡器输出脉冲宽度决定。 p w m 信号的上升沿由振荡器决定，下降沿由功率开 关管电流和输出电压共同决定。u c 3 8 4 4 的振荡工作 频率由引脚4 与引脚8 之间所接定时电阻尺，、引脚4 与 地之间所接定时电容c 般定。计算公式为：厂- 1 7 2 尺f 阳引脚2 是电压反馈端，将反馈电压加至误差放大 器的反相输入端，与同向输入端的2 5 v 基准电压进行 比较。产生误差电压。利用内部误差放大器可以构成 电压环。引脚3 是电流反馈端，电流取样电压由引脚3 输入到电流比较器。当引脚3 电压大于l v 时，输出关 闭。利用引脚3 和电流比较器可以构成电流环。引脚1 是补偿端，夕f 、接阻容元件以补偿误差放大器的频率特 性；引脚8 为5 v 基准电压，带载能力5 0m a ；引脚6 为推 挽输出端，有拉、灌电流的能力；引脚5 为公共端；引脚 黼 吣。删籼。删愀畸辆一 万方数据 总第4 s 卷第5 1 2 期 2 0 0 8 年第惦期 电测与仪表 e l e c t r i c a lm e a s u r e m e n t i n s t r u m e n t a t i o n v d 4 sn 0 5 1 2 a u g 2 0 0 8 7 为集成块工作电源端，电压范围为8 5 。3 7 v 。 对于电流型控制芯片u c 3 8 4 4 ，使输出驱动信号关 断的方法有两种：一种是将引脚1 电压降至1 v 以下，另 一种是将引脚3 电压升至1 v 以上。这两种方法都是使 电流比较器输出高电平，p w m 锁存器复位，关闭输出 端，直至下一个时钟将p w m 锁存器置位为止。根据这 一原理，可以控制引脚l 、3 电压的变化，实现各种必 要的保护。 3 驱动电源拓扑结构 本系统采用单端反激式变换器电路，单端反激式 变换器电路拓扑如图4 所示p 1 4 1 。 图4 反激变换器电路拓扑图 3 1 变压器原边缓冲电路设计 在反激变换器中，开关管所受开关应力较高，这 主要是开关管关断时漏电感引起开关管集电极电压 突然升高所致。抑制开关应力有两个方法：一种是减 小漏电感；另一种是耗散过压的能量，或者使能量反 馈回电源中。本文采用了第二种方法，在变压器原边 并联r c d 缓冲器闭。 已知该开关电源输出功率为6 0 w ，工作频率为 4 0 k h z ，变压器漏感为0 2 m h ，变压器原边峰值电流 0 4 6 a 。当开关管关断时电路会发生高频谐振而使开 关管d s 两端电压升高，但是由于漏感产生的y 卿匹的 能量能够及时转移到c 2 中，而使c 2 的端电压从次级反 射电压y 傩上升到最大值( v o r + v s 咄r 3 ；当开关管导通 时，c 2 通过电阻r ，、r 激电，这样在下个周期开关管关 断前，能够使得c 2 的端电压从( y 傩+ y 剥恢复到v o a 。 这样，只要能够合理设置时间常数，就能保证在一个 周期内将漏感转移到c ：中的能量释放完毕。据此，可 以估算出电容的取值： l ；i c y 22 式中为漏感；肋充电电流；u 为电容器两端的电压， 这里取5 4 0 v 。所以电容c 为0 1 5 n f 。因漏感引起的初、 次级能量传输的延迟时间为： a t ：j l e 式中y 鲫范取2 0 v ，则延迟时间为0 0 0 5 m s 。开关管导通 关断周期为1 4 0 k h z = 0 0 2 5 m s ，所以电容上储存能量 至少能够在( 0 0 2 5 2 0 0 0 5 ) m s 内释放给电阻。考虑到 u c 3 8 4 4 占空比一般达不到5 0 ，所以取时间常数r = 0 0 1 m s ，则电阻取值至少为1 k q 。电容放电期间电阻 上的平均电压取为1 2 0 v ，此时电阻上功耗为1 4 4 w 。 为了平衡电阻功耗、放电时间等因素，我们最终选取 电容c 为ln f 1 0 0 0 v ，两个电阻的阻值为5k 1 2 、额定功 耗1 w 的电阻。各部分电路如图5 和图6 所示。 图5 缓冲电路原理图 3 2u c 3 8 4 4 外围电路设计 u c 3 8 4 4 的供电采用开始时由原边主电路通过电 阻分压供给，电路正常工作后由副边供电。一般情况 下u c 3 8 4 4 的工作电流为1 一1 5m a ，则r = 5 4 0 v 1 5 m a = 3 6 0k 1 ) 。所以，尺2 、尺1 6 、r 1 7 取为1 0 0k f t 2 w ，r 1 8 取为5 1k f t 1 w l p 可( 见图5 ) 。工作频率由振荡电阻尺1 2 和电容c 6 决定( 见图6 ) 。实际工作频率是阻容频率的 一半，所以定时电阻取为2 0k o ，电容取为1 0 0 0p f 。脚 6 是输出端，经一个限流电阻( 5 6 q 1 w ) 限流后驱动功 率m o s f e t ( 2 s k l 3 1 7 ) 。为保护功率m o s f e t ，在脚6 9 v t ： 联一只1 8 v 的稳压二极管。 3 3 电流反馈电路设计 u c 3 8 4 4 采用的是峰值电流控制模式，脚3 是电流 比较器同相输人端，接电流取样信号输入，即电流内 环，由r 。，和脚3 组成。从脚3 引入的电流反馈信号与脚 1 的电压误差信号比较，产生一个p w m ( 脉宽调制) 波。由于电流比较器输入端设置了1 v 的电流阈值，当 电流过大而使电阻r 。止的电压超过1 v ( 即脚3 电平大 于i v ) 时，将关断p w m 脉冲，反之，则保持此脉冲。为 了消除电流波形前沿尖脉冲引起的不稳定性，由尺。 和c 8 构成的r c 滤波器【4 】。 由于电阻尺。，检测出的是峰值电流，因此它可以 精确地限制最大输出电流，被检测的峰值电流为k = 一5 9 万方数据 总第4 5 卷第5 1 2 期 2 0 0 8 年第0 8 期 电测与仪裹 e l e e t r i 咖m e l l s u r e m e n t i n s t r u m e n t a t i o n v d 4 5n o 5 1 2 a u g 2 0 0 8 1 ，尺塔。这里采样电阻尺。，取为1 1 1 1 w ，r c 滤波器中的 r 1 取为3 6 k q ，c 8 取为1 0 0 0 p f 1 2 v 。 3 4 电压反馈电路设计 t i a 3 1 的参考端( r e f ) 和阳极( a n o d e ) 间是稳定 的2 5 v 基准电压，它将取样电阻尺，上的电压稳在 2 5 v 。当输出电压增大，经r ，、尺。、尺，分压后得到的取 样电压( 即r a 间的电压) 大于2 5 v 时，流过t l 4 3 1 的 电流增大，其阴极电压下降，光耦原边二极管发光，传 递到副边三极管，进而使得开关管的导通时间减少， 从而降低输出电压。 之所以选取r ，、尺。、r ，三个电阻是为了在实际工 作中可方便的调节r a 之间的电压为2 5 v 。基于上述 分析，三个电阻分别取为2 k o 、3 k q 、l k q 。另外，为降 低误差放大器的高频增益，t l 4 3 1 的r c 间接人一个 l t t f 的电容。同时在l e d 原边二极管两侧并联一个 l k q 的电阻，它的作用是保证l e d 导通时电流从零开 始增加。电路结构如图6 所示。 4 实验分析 在变压器原边电感量为5 3 6 m h 、主开关管为 2 s k l 31 7 ，分别在轻载12 0 f 和满载8 0 f l 情况下考核了 此电路。图7 为输出电压纹波波形，从图7 中可以看出， 满载时输出电压的纹波除了少数的毛刺，其主要部分 小于0 1 v ，与输出电压( 2 0 v ) 相比，不到其0 5 ，说明 此电路的输出纹波很小，达到了设计指标的要求；而 a 2 0 d i v 儿0 1 v d i v t l l o t “d i v 口0 1 v d i v ( a ) 轻栽( b ) 满裁 图7 输出电压纹波波形 轻载时毛刺也很少，工作情况很理想。 用【j 】电子工程师，2 0 0 5 ，( 1 ) 5 结束语 1 2 1o ns e m i c o n d u e t o r u c 3 8 4 4 d a t a s h e e t z 2 0 0 0 ，l 在单端反激式开关电源中，电流型p w m 控制器2 雾笳意萼电压关断型缓冲电路分析及设计方法叽电子设计 u c 3 8 4 4 有着广阔的应用范围。实验结果表明，本文介 4 1 张志薇& 辉基于u c 3 8 4 4 的多