开关电源报告.doc

课 程 作 业 课程名称_开关电源技术_题目名称_反激变换器_学生学院_物理与光电工程_专业班级_学 号_学生姓名_指导教师_潘 永 雄_2015 年 6 月 12 16目录一、引言4二、设计内容与要求41、设计内容42、设计要求4三、设计方案4四、设计原理方框图5五、核心元件介绍51、FAN7930B控制芯片52、TL431精密可调基准电源6六、设计步骤61、输入保护电路62、EMI滤波电路73、DD吸收回路74、确定反射电压75、计算匝比n86、计算特征函数F2()和系数87、初级绕组电感峰值电流最大值88、初级绕组最小电感量89、估算电感体积910、计算匝数911、计算初级绕组电流有效值1012、计算特征函数F3（）与次级绕组电流有效值1013、ZCD辅助绕组匝数1114、输出电容估算1115、电流取样电阻1216、IVN引脚偏置1317、ZCD电阻确定1318、光耦和TL431的偏置1319、输出电压取样电路1420、三极管有源启动电路14七、电路原理图及PCB图151、电路原理图152、PCB图16八、调试方法16九、参考文献17一、引言电力电子技术有三大应用领域：电力传动、电力系统和电源。在各种用电设备中，电源是核心部件之一，其性能影响着整台设备的性能。电源可以分为线性电源和开关电源两大类。线性电源是把直流电压变换为低于输入的直流电压，其工作原理是在输入与输出之间串联一个可变电阻（功率晶体管），让功率晶体管工作在线性模式，用线性器件控制其“阻值”的大小，实现稳定的输出，电路简单，但效率低。开关电源是让功率晶体管工作在导通和关断状态，在这两种状态中，加在功率晶体管上的伏-安乘积是很小的（在导通时，电压低，电流大；关断时，电压高，电流小），所以开关电源具有能耗小、效率高、稳压范围宽、体积小、重量轻等突出优点，在通讯设备、仪器仪表、数码影音、家用电器等电子产品中得到了广泛的应用。反激式功率变换器是开关电源中的一种，是一种应用非常广泛的开关电源。反激变换器本质上属于Buck-boost变换器，输入回路与输出回路隔离，可以升压，也可以降压。在100W以内隔离式开关电源中得到了广泛的应用。根据输入电压与输出电压的范围，可以选择单管反激或双管反激拓扑结构。二、设计内容与要求1、设计内容根据反激变化器的工作原理，自己制定指标，设计一个反激变换器开关电源。2、设计要求、交流输入电压范围：90V265V； 、变换器工作在BCM模式；、输出电压为60V；额定输出电流为0.2A；输出功率为12W；、目标效率为0.88；、工作频率为100KHz；、输出纹波电压为5V；、次级整流二极管D正向压降为0.9V；三、设计方案在输入级进行EMI滤波后，通过整流桥将AC转换成DC，经过电容滤波后利用反激变化器进行DC-DC变换。反激变换器的开关管的通断有控制芯片FAN7930B产生的PWM控制信号进行控制。而反馈回路由TL431精密可调基准电源、补偿网络、光耦等器件组成。四、设计原理方框图系统设计原理图，如图1所示交流输入输入保护、EMI滤波整流、滤波反激变换器基本电路结构取样电路FAN7930B输出PWM控制图1五、核心元件介绍1、FAN7930B控制芯片它是一款具有有源功率因素校正的的控制器，使用比较内部斜坡信号和误差放大器输出电压的模式PWM来生成MOSFET控制信号。由于压电模式CRM PFC控制器无需整流AC线路信息，因此电流模式CRM PFC控制器所必需的输入压电传感器网络的功率损耗就得到了节省。FAN7930B控制芯片还提供过压保护、开路反馈保护、过流保护、输入电压缺失检测和欠压闭锁保护。附加的OVP引脚，因INV引脚处连接的电阻损坏导致输出电压超过过压保护电平时，可关断升压功率级。如果INV引脚电压小于0.45V且工作电流变得非常小，则可禁用FAN7930B。由于采用新变量实时控制的方法，因此总谐波失真要比传统CRM升压PFC的IC小。2、TL431精密可调基准电源TL431的特点是：稳压值从2.536V连续可调;参考电压原误差+-1.0%，低动态输出电阻,典型值为0.22欧姆输出电流1.0100毫安;全温度范围内温度特性平坦，典型值为50ppm;低输出电压噪声。六、设计步骤1、输入保护电路输入电路由保险丝（管）、防雷器件（压敏电阻等）器件组成。本设计没有设计防雷功能。所以输入保护电路只有保险丝。1）、保险丝（管）保险管是防止后级电路异常时损坏开关电源内部元件以及烧坏PCB板上的布线。保险管的参数必须选择得当，否则后级电路出现异常大电流时没有熔断，或者在正常工作的时候，保险管意外熔断，致使开关电源没法正常工作。根据公式：对于整流后采用大电容滤波的电路来说，功率因素PF一般只有0.450.6之间。对于具有有源功率因数校正的电路来说，PF一般在0.90以上。图2由图2以看出，本设计采用的控制芯片FAN7930B带有功率因素校正功能，所以PF取0.9，而输入最小电压为90V，输出功率为16W，效率为0.88。那么根据计算公式，保险丝电流容量为：0.4880.748A取标准值1A。2、EMI滤波电路EMI滤波本质上是一个低通滤波，如图2所示，400Hz以内交流市电尽可能无损通过。面对高频的差模、共模干扰信号具有很强的抑制效果，以避免开关电源内部产生的高频干扰信号通过电源线污染电网，同时也避免了来自电网的高频干扰信号影响开关电源的工作。图3用EE型磁芯做AC滤波电感的磁芯。其中电阻R21、R22的电阻值取3.3K。安规电容CX1和CX2的取值为0.1F。3、DD吸收回路如图3的DD吸收回路电路，在未导通之前，漏感电流给C3迅速充电。C3的容量选择2.2nF，耐压值为500V。电阻R20的阻值为100。图34、确定反射电压为了降低成本，一般尽可能使用600V耐压的MOS管，截止期间MOS管承受的最大电压取570V，即TVS管耐压为因为TVS管取1.5倍的，所以=130V。5、计算匝比n因为次级整流超快恢复二极管压降为0.9V，则n=2.134即整流二极管D承受的最大反向电压=235.72V取350V耐压的超快恢复二极管。6、计算特征函数F2()和系数因为反激变化器可以等效为BUCK-BOOST变换器，而buck-boost变换器在输入电压最小时，电感峰值电流最大，因此必须在输入电压为最小值的时候，设计变化器的参数。=0.979F2()=0.2789最大导通时间：=5.05s7、初级绕组电感峰值电流最大值由峰值电流的计算公式：0.848A由于开关管与初级绕组串联，因此开关管Q的最大电流=0.848A8、初级绕组最小电感量由电感量的计算公式：=758.33H可得，初级绕组的最小电感量为758.33H。9、估算电感体积输入功率为：=13.64W当磁感应强度峰值取0.3T时，最小开关频率去KHz、输入功率单位为W时，储能变压器的磁芯有效体积为=2.512=3.807取=300，那么变压器磁芯有效体积=1142.1，初步选择选择EFD20磁芯。该磁芯的参数如下：C1=1.52；31；10、计算匝数由计算公式：=69.15因为偏大，所以重新选择磁芯，改选EDR2810磁芯，该磁芯体积为=8524.6=2091则=25.22，取26砸；那么=11.81，取12砸。即初级线圈为26砸，次级线圈为12砸。11、计算初级绕组电流有效值由次级绕组电流有效值得计算公式：在80时，两倍趋肤深度2线径d1：其中电流密度J取4.5A/。显然，当m=1时，d=0.270mm2。因此初级线圈可以采用单股标称直径为0.32mm漆包线绕制。12、计算特征函数F3（）与次级绕组电流有效值特征函数F3（）：次级绕组电流有效值：线径d2：电流密度J取4.5A/，当m1时，d=0.197mm2。因此次级线圈可以采用采用单股标称直径为0.23mm漆包线绕制。13、ZCD辅助绕组匝数ZCD绕组匝数与ZCD检测电压有关，开关管截止期间次级绕组电压,因此必须保证在最大输入电压处ZCD辅助绕组输出电压大于，那么：即因为控制芯片选择FAN7930B，它的为1.5V，那么为了避免辅助绕组输出电压偏低，造成ZCD检测失败，一般在计算值基础上增加13,。不过在PFC反激变换器中，ZCD绕组同时也是PFC控制芯片的供电绕组，因此实际上以控制芯片所需的为准，而不是以为准。假设芯片电源电压为为16V，则匝，取4匝。计算辅助绕组整流二极管耐压=88.4V14、输出电容估算按boost APFC方式大致估算输出滤波电容F用四个22F电容并联，如图4，其中电容C10选择104作为高频滤波电容，滤除高频谐波信号。图415、电流取样电阻如图5，电阻R18、R19构成了初级绕组峰值电流取样电阻，大小与电感最大峰值电流有关。计算方法与基于boost拓扑结构的APFC变化器相同。0.86因电流取样取样电阻与开关管、初级绕组串联，因此电流取样电阻消耗功率与初级绕组电流有效值有关，即=58mW因此使用两个耗散功率为1/8W的2和3的电阻并联构成电流取样电阻。图516、IVN引脚偏置如图5，VCC电源经过R7、R8分压给INV引脚提供0.5V以上的偏置电压，保证电源电压大于7.5V后，芯片进入工作状态。考虑到R7对启动电流的分流效应，因此R7不能太小，否则所需的启动电流将偏高。为了将R7电流控制在80A100A之间，因此R7选择150K，由此可得取标准值5.1K。17、ZCD电阻确定ZCD检测电阻如图的电阻R10，它的大小必须适中，否则可能会引起PF下降，甚至会导致输出电压不稳定。确定了辅助绕组匝数后，根据FAN7930B的特性，ZCD检测电阻=36.6K选取标准值39K。18、光耦和TL431的偏置如图6，电阻R26给基准电源TL431提供静态偏置，使光耦内部发光二极管截止时给TL431输出端提供确定的偏置电压。在光耦导通时，R14电流一般控制在0.5mA左右，而光耦内部发光二极管典型工作电压为1.2V，即，于是取R26的阻值为2.4K。在开关电源中，所用光耦的电流传输比一般为80160之间，而光耦的输出电流一般为1mA左右，因此内部发光二极管工作电流一般控制在1mA左右，即流过R25的电流应该控制在1.5mA左右，即=7.5K则R25选标准电阻7.5K。稳压二极管的限流电阻由输出电压决定，小功率稳压二极管工作电流控制在1mA5mA之间。因此，克制流过限流电阻R29的电流大小大约为2.5mA，即=取标准值18K。图619、输出电压取样电路如图6，R30、R31、R32、R33构成输出电压采样电路。假设R32/R33=15K，那么由公式：因为=2.495V，算得R30+R31=346K20、三极管有源启动电路本设计采用三极管有源启动电路，如图7所示，通过二极管Z1稳压，三极管Q3进行扩流的方式，让芯片启动，这样可以达到降低功耗的目的其中Q3可以选择600V耐压的13001三极管。而电阻R3和R4取阻值为1M的电阻，而电阻R5和R6取阻值为56K的电阻。电容E1的容量为22F，耐压值为25V。图7七、电路原理图及PCB图1、电路原理图反激变换器的完整的原理图设计如图8所示：图8八、调试方法首先检查电路板上面的元件是否有焊接错误，如果没有，则进行下一步调试。在空载条件下，将输入电压调到最小值，接通电源后，用万用表、示波器等仪器观察，并测量输出电压是否存在、输出电压的大小和稳定性。如果不正常，则调节电压取样电路、反馈补偿网络元件参数。当使用低压直流电源作为反激变换器初期调试电源时，如果直流电源输入电压小于反激变换器的最小输入电压，那么必须减小驱动电阻。如果这一步没问题，就进入下一步调试。在空载正常情况下，逐渐增加负载，分别在25%，50%负载条件下，检测输出电压是否稳定，这样就能够判别变换器的带负载能力。如果一切正常，用示波器监测开关管源极限流电阻两端电压波形，间接感知在开关期间初级绕组电流波形。如果在负载逐渐增加到110%时，初级绕组波形没有明显的尖峰，说明在最小输入电压下，不会出现磁饱和现象。在最小输入电压条件下，能满载工作的话，