毕业设计：双闭环直流调速系统的工程设计.pdf

哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 1 - 第 1 章绪论 1.1 课题的背景、目的及意义 电机自动控制系统广泛应用于机械，钢铁，矿山，冶金，化工，石油， 纺织，军工等行业。这些行业中绝大部分生产机械都采用电动机作原动机。 有效地控制电机，提高其运行性能，对国民经济具有十分重要的现实意义。 20 世纪 90 年代前的大约 50 年的时间里，直流电动机几乎是唯一的一 种能实现高性能拖动控制的电动机， 直流电动机的定子磁场和转子磁场相互 独立并且正交，为控制提供了便捷的方式，使得电动机具有优良的起动， 制 动和调速性能。 尽管近年来直流电动机不断受到交流电动机及其它电动机的 挑战， 但至今直流电动机仍然是大多数变速运动控制和闭环位置伺服控制首 选。因为它具有良好的线性特性，优异的控制性能，高效率等优点。直流调 速仍然是目前最可靠，精度最高的调速方法。 本次设计的主要任务就是应用自动控制理论和工程设计的方法对直流 调速系统进行设计和控制， 设计出能够达到性能指标要求的电力拖动系统的 调节器， 通过在 djdk-1 型电力电子技术及电机控制试验装置上的调试,并应 用 matlab 软件对设计的系统进行仿真和校正以达到满足控制指标的目的。 1.2 本课题国内、外研究应用情况 近 30 年来，电力拖动系统得到了迅猛的发展。但技术革新是永无止尽 的，为了进一步提高电动机自动控制系统的性能，有关研究工作正围绕以下 几个方面展开： 1.2.1 采用新型电力电子器件 电力电子器件的不断进步，为电机控制系统的完善提供了物质保证， 新 的电力电子器件正向高压，大功率，高频化和智能化方向发展。智能功率模 块（ipm）的广泛应用，使得新型电动机自动控制系统的体积更小，可靠性 更高。 传统直流电动机的整流装置采用晶闸管， 虽然在经济性和可靠性上都有 一定优势，但其控制复杂，对散热要求也较高。电力电子器件的发展，使称 为第二代电力电子器件之一的大功率晶体管（gtr）得到了越来越广泛的应 用。由于晶体管是既能控制导通又能控制关断的全控型器件，其性能优良， 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 2 - 以大功率晶体管为基础组成的晶体管脉宽调制（pwm）直流调速系统在直 流传动中使用呈现越来越普遍的趋势。 1.2.2 应用现代控制理论 在过去，人们感到自动控制理论的研究发展很快，但是在应用方面却不 尽人意。但近年来，现代控制理论在电动机控制系统的应用研究方面却出现 了蓬勃发展的兴旺景象，这主要归功于两方面原因：第一是高性能处理器的 应用，使得复杂的运算得以实时完成。第二是在辨识，参数估值以及控制算 法鲁棒性方面的理论和方法的成熟， 使得应用现代控制理论能够取得更好的 控制效果。 1.2.3 采用总线技术 现代电动机自动控制系统在硬件结构上有朝总线化发展的趋势， 总线化 使得各种电动机的控制系统有可能采用相同的硬件结构。 1.2.4 内含嵌入式操作系统的控制器正在进入电动机控制领域 当今是网络时代，信息化的电动机自动控制系统正在悄悄出现。这种控 制系统采用嵌入式控制器，在嵌入式操作系统的软件平台上工作，控制系统 自身就具有局域网甚至互联网的上网功能， 这样就为远程监控和远程故障诊 断及维护提供了方便。目前已经有人研制成功了基于开放式自由软件 linux 操作系统的数字式伺服系统。 1.3 本课题采用的技术方案及技术难点 根据本课题的实际情况，宜从以下三个方面入手分析： 1.直流双闭环调速系统的工作原理及数学模型 2双闭环直流调速的工程设计 3应用 matlab 软件对设计的系统进行仿真和校正 本课题所涉及的调速方案本质上是改变电枢电压调速。 该调速方法可以 实现大范围平滑调速，是目前直流调速系统采用的主要调速方案。但电机的 开环运行性能（静差率和调速范围）远远不能满足要求。按反馈控制原理组 成转速闭环系统是减小或消除静态转速降落的有效途径。 转速反馈闭环是调 速系统的基本反馈形式。可要实现高精度和高动态性能的控制，不仅要控制 速度， 同时还要控制速度的变化率也就是加速度。 由电动机的运动方程可知， 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 3 - 加速度与电动机的转矩成正比关系，而转矩又与电动机的电流成正比。因而 同时对速度和电流进行控制， 成为实现高动态性能电机控制系统所必须完成 的工作。因而也就有了转速、电流双闭环的控制结构。 关于工程设计：直流电机调速系统是一个高阶系统,其设计非常复杂。 本设计利用阶次优化的原理对系统的工程设计方法进行了分析。 设计电机调 速系统时应综合考虑各方面的因素,按全局最优的观点正确选择合理的阶次 4。 工程设计方法的基本思路是先选择调节器的结构， 以确保系统的稳定性， 同时满足所需要的稳态精度；再选择调节器的参数，以满足动态性能指标。 应用到双环调速系统中，先从电流环入手，按上述原则设计好电流调节器， 然后把整个电流环看作是转速调节系统中的一个等效环节， 再设计转速调节 器。 1.4本设计的主要研究内容 1.4.1 建立系统的数学模型 分析双闭环调速系统的工作原理， 列写双闭环调速系统各环节的传递函 数，并画出其动态结构图。 1.4.2 经典控制部分 首先了解双闭环直流调速系统的基本原理，然后应用工程设计方法， 分 别进行主电路、电流环和转速环的设计,并应用 matlab 语言中的 simulink 工具箱对系统进行仿真。 1.4.3 仿真部分 简单介绍 matlab 语言及 simulink 工具箱，重点运用 simulink 工具箱对系统进行仿真,获得系统的动态响应曲线及其频率特性曲线。结合 曲线对由不同方法设计出的调速系统的性能进行比较研究， 从而得到性能指 标较为理想的系统模型。并尝试性地提出改进方案。 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 4 - 第 2 章 双闭环调速系统的工作原理及数学模型 2.1 数学模型的参数测定 本调速系统的工程设计方案是建立在对典型系统作比较深入的研究,把 它们的开环对数频率特性当作预期的特性,弄清楚它们的参数和系统性能指 标的关系,写成简单的公式或制成简明的图表基础上的。因此我们需要先对 数学模型的参数进行测定。这样，在设计实际系统时,只要根据上述工程设 计方法把它校正或简化成典型系统的形式,就可以利用现成的公式和图表来 进行参数计算。但参数测定不是本次设计的重点，只作为辅助内容。所以将 其提前叙述，使数学模型的阐述部分和工程设计方法部分联系紧密，衔接自 然。 2.1.1 测定电枢回路的电磁时间常数tl 2.1.1.1 测定电枢回路总电阻r通过测定 rn,rd,rp得到 r 其中rn晶闸管等效电阻rp平波电抗器等效电阻 r电枢回路的总电阻rd电动机电枢电阻 考虑到参数的非线性，应用伏安法测量。通过改变变阻器的阻值，改变 id, 测出不同的 ud, up, ud.测试时，为防止因电枢转轴不同心，而影响电刷接触 电阻。将电枢转动三次，取测量的平均值。应用公式： d d d i u r p p p i u r d d n i u r 可得计算值： rn=1.60, rp=0.101 rd=1.41 所以有r=rn+rp+rd=3.11 2.1.1.2 测定电枢回路的总电感 l l= lp+ ld+ lb 式中 lp平波电抗器电感 ld电动机电枢电感 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 5 - lb变压器漏感 先测 ls=lp+ld, 利用以下公式:z=rs+j xs=ud/id- xs=(z2- x2)1/2 ls=xs/2f=xs/314 再来测定变压器的漏感 lb 根据经验公式:l/b= kb*( uk% /100)*(u2/id), 在三相桥中lb= 2*l/b 因此l=ls+ lb 计算得 l=74.58mh. 综上，有 tl= l/r= 74.58/3.11 =23.98(ms) 2.1.2 测定电力拖动系统机电时间常数tm 2.1.2.1 测定电动机的ce在给定电压下选稳态时实验测量所需数据，因稳 态时0 dt did 而e dt di lriu d dd 0 故 n riu n e c dd e 0 取平均值后代入计算可得129 . 0 e cv/rpm 2.1.2.2 测定电动机的飞轮力矩 gd 2 使电动机在空载下自由停车 (这时 md=0, mfz=m0),其中 m0为电动机的空载转矩. 由md-mfz=gd2dn/375dt 得gd2=-375m0/ (dn /dt) 375m0/(n /t) (1)测 n=f(m0) 利用空载损耗 p0=udid-rdi2，得 m0. 测定 n=f(m0)的实验数据并在坐标纸上 做出 n=f(m0)曲线 (2)测 dn/dt 测定 dn/dt 数据, 在示波器上画出 n=f(t)曲线, 并转移到坐标纸上。 gd2=375m0q/(n/t)q=0.5932kg.m2=5.8132n.m2 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 6 - 此时有tm=rgd2/375cecm =rgd2/(30/)ce2 =3.11*5.8134/375*(30/3.14)*0.1292 =329.28(ms) 2.1.3 测定触发和整流装置的放大倍数ks 在按线性系统规律进行分析和设计时，应该把这个环节的放大系数 ks 当作常数，但实际上触发电路和整流电路都是非线性的，只能在一定的工作 范围内近似成线性环节。因此，最好应用实验方法测出该环节的输入输出 特性， 即)( ct d uf u . 设计时，希望整个调速范围的工作点都落在特性的近 似线性范围内，并有一定的余量，调节放大系数 ks可由工作范围内的特性 斜率决定 ct d s u u k 经实验测得 ks=40. ud uct ud uct 调速工作范围 图 2-1 晶闸管触发与整流的输入输出特性和 ks的测定 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 7 - 2.2 双闭环调速系统的工作原理 2.2.1 转速控制的要求和调速指标 生产工艺对控制系统性能的要求经量化和折算后可以表达为稳态和动 态性能指标。设计任务书中给出了本系统调速指标的要求。深刻理解这些指 标的含义是必要的，也有助于我们构想后面的设计思路。在以下四项中， 前 两项属于稳态性能指标，后两项属于动态性能指标 2.2.1.1 调速范围d生产机械要求电动机提供的最高转速和最低转速之比 叫做调速范围，即 min max n n d （2-1） 2.2.1.2 静差率 s 当系统在某一转速下运行时，负载由理想空载增加到额 定值所对应的转速降落，与理想空载转速之比，称作静差率，即 %100 0 n n s nom （2-2） 静差率是用来衡量调速系统在负载变化下转速的稳定度的。 2.2.1.3 跟随性能指标 在给定信号 r（t）的作用下，系统输出量 c(t)的变 化情况可用跟随性能指标来描述。具体的跟随性能指标有下列各项：上升时 间 r t ，超调量，调节时间 s t . 2.2.1.4 抗扰性能指标 此项指标表明控制系统抵抗扰动的能力，它由以下 两项组成：动态降落% max c，恢复时间 v t . 2.2.2 调速系统的两个基本矛盾 在理解了本设计需满足的各项指标之后， 我们会发现在权衡这些基本指 标的两个矛盾，即 1)动态稳定性与静态准确性对系统放大倍数的要求互相矛盾； 2)起动快速性与防止电流的冲击对电机电流的要求互相矛盾5。 采用转速负反馈和 pi 调节器的单闭环调速系统,在保证系统稳定的条件 下,实现转速无静差，解决了第一个矛盾。但是，如果对系统的动态性能要 求较高，例如要求快速启制动，突加负载动态速降小等等，则单闭环系统就 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 8 - 难以满足要求。 这主要是因为在单闭环系统中不能完全按照需要来控制动态 过程中的电流和转矩。无法解决第二个基本矛盾。 在电机最大电流受限的条件下，希望充分利用电机的允许过载能力， 最 好是在过渡过程中始终保持电流为允许的最大值， 使电力拖动系统尽可能用 最大的加速度起动，到达稳态后，又让电流立即降低下来，使转速马上与负 载相平衡，从而转入稳态运行。在单闭环调速系统中，只有电流截止负反馈 环节是专门用来控制电流的，但它只是在超过临界电流 idcr值以后，靠强烈 的负反馈作用限制电流的冲击，并不能很理想的控制电流的动态波形。带电 流截止负反馈的单闭环调速系统起动时的电流和转速波形如图 2-2a 所示。 nid n idl t0 idl a)b) 图 2-2 调速系统启动过程的电流和转速波形 a) 带电流截止负反馈的单闭环调速系统的启动过程 b) 理想快速启动过程 当电流从最大值降低下来以后，电机转矩也随之减小，因而加速过程必 然拖长。对于经常正反转运行的调速系统，尽量缩短起制动过程的时间是提 高生产率的重要因素。为此，在电机最大电流(转矩)受限的条件下,希望充分 地利用电机的过载能力,最好是在过渡过程中始终保持电流(转矩)为允许的 最大值,使电力拖动系统尽可能用最大的加速度起动,到达稳定转速后,又让 电流立即降低下来,使转矩马上与负载平衡,从而转入稳态运行.这样的理想 起动过程波形如图 2-2b 所示,起动电流呈方形波,而转速是线性增长的。 这是 在最大电流(转矩)受限的条件下，调速系统所能得到的最快的启动过程。 nid n 0t 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 9 - 实际上，由于主电路电感的作用，电流不能突变，图 2-2b 所示的理想 波形只能得到近似的逼近，不能完全的实现。问题是希望在启动过程中只有 电流负反馈，而不能让它和转速负反馈同时加到一个调节器的输入端，到达 稳态转速后,希望只有转速反馈,不再靠电流负反馈发挥主要作用,而双闭环 系统就是在这样的基础上产生的。 2.2.3 调速系统的双闭环调节原理 见图 2-3： 图 2-3 双闭环调速系统的原理框图 为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用,在系统中设置了两个调节 器,分别调节转速和电流,二者之间实行串级连接.把转速调节器的输出当作 电流调节器的输入,再用电流调节器的输出去控制晶闸管整流器的触发装 置。从闭环结构上看，电流调节环在里面，叫做内环；转速调节环在外面， 叫做外环。这样就形成了转速、电流双闭环调速系统。为了获得良好的动、 静态性能，双闭环调速系统的两个调节器一般都采用 pi 调节器，转速调节 器 asr 的输出限幅电压是 unmax，它决定了电流调节器给定电压的最大值； 电流调节器 acr 的输出限幅电压是 uimax，它限制了晶闸管整流器输出电压 的最大值。 2.2.4 双闭环调速系统的起动过程分析 双闭环调速系统起动过程的电流和转速波形是接近理想快速起动过程 波形的。按照转速调节器在起动过程中的饱和与不饱和状况，可将起动过程 分为三个阶段，即电流上升阶段；恒流升速阶段；转速调节阶段。从起动时 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 10 - 间上看，第二段恒流升速是主要阶段，因此双闭环系统基本上实现了在电流 受限制下的快速起动， 利用了饱和非线性控制方法， 达到“准时间最优控制”。 带 pi 调节器的双闭环调速系统还有一个特点，就是起动过程中转速一定有 超调。其起动过程波形如图 2-4 所示。 图 2-4 双闭环调速系统起动时的转速和电流波形 从图 2-4 知,整个起动过程分为三个阶段： 第 i 阶段是电流上升阶段。 突加给定电压 un*后,通过两个调节器的控制作用, 使 uct、ud0、id都上升，当 ididl后，电动机开始转动。由于机械惯性作用， 转速的增长不会很快，因而转速调节器 asr 的输入偏差电压un=un*-un 数值较大， 其输出很快达到限幅值 uim*， 强迫电流 id迅速上升。 当 ididm时， uiuim*，电流调节器的作用使 i 不再迅猛增长，标志着这一阶段的结束。 在 这一阶段中，asr 由不饱和很快达到饱和，而 acr 一般应该不饱和，以保 证电流环的调节作用。 第 ii 阶段是恒流升速阶段。从电流升到最大值 idm开始，到转速升到给 定值 n*为止，属于恒流升速阶段，是启动过程中的主要阶段。在这个阶段中 asr 始终是饱和的，转速环相当于开环状态，系统表现为在恒值电流给定 uim*作用下的电流调节系统，基本上保持电流 id恒定，因而拖动系统的加速 度恒定，转速成线性增长。 第 iii 阶段是转速调节阶段。在这阶段开始时，转速已经达到给定值， 转速调节器的给定与反馈电压平衡，输入偏差为零，但其输出却由于积分作 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 11 - 用还维持在限幅值 uim*， 所以电动机仍在最大电流下加速， 必然使转速超调。 转速超调以后，asr 的输入端出现负的偏差电压，使它退出饱和状态，其 输出电压及 acr 的给定电压 ui*立即从限幅值下来，主电流 id也因此下降。 但是， 由于 id仍大于负载电流 idl， 在一段时间内， 转速仍继续上升。 到 id=idl 时，转距 te=tl，则 dn/dt=0，转速 n 达到峰值。此后，电动机才开始在负载 的阻力下减速，与此相应，电流 id也出现一小段小与 idl的过程，直到稳定。 综上所述，双闭环调速系统有如下三个特点： 1）饱和非线性控制：随着 asr 的饱和和不饱和，整个系统处于完全不同 的两个状态。当 asr 饱和时，转速环开环。系统表现为恒流电流调节的单 闭环系统，当 asr 不饱和时，转速闭环，整个系统是一个无静差调速系统， 而电流内环则表现为电流随动系统。在不同情况下，表现为不同结构的现行 系统，这就是饱和非线性控制的特征。 2）准时间控制：启动过程中主要阶段实第 ii 阶段，即恒流升速阶段。它 的特征是电流保持恒定，一般选择为允许的最大值，以便充分发挥电动机的 过载能力，使启动过程尽可能更快。这个阶段属于电流受限制的条件下的最 短时间控制，或称时间最优控制。 3）转速超调：由于采用了饱和非线性控制,启动过程结束进入第 iii 阶段 即转速调节阶段后,必须使转速调节器退出饱和状态。 按照 pi 调节器的特性， 只有使转速超调， asr 的输入偏差电压un为负值， 才能使 asr 退出饱和。 这就是说，采用 pi 调节器的双闭环调速系统的转速动态响应必然有超调6。 2.2.5转速和电流两个调节器的作用 转速调节器和电流调节器在双闭环调速系统中的作用，可以归纳为 1转速调节器的作用： 1）使转速 n 跟随给定电压 um*变化，稳态无静差； 2）对付在变化起抗扰作用； 3）其输出限幅决定允许的最大电流。 2电流调节器的作用： 1）对电网电压波动起及时抗扰作用； 2）起动时保证获得允许的最大电流； 3）在转速调节过程中，使电流跟随起给定电压 um*变化； 4）当电动机过载甚至于堵转时，限制电枢电流的最大值，从而起到 快速的安全保护最用。如果故障消失，系统能够自动恢复正常7。 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 12 - 2.3 双闭环调速系统主电路的数学模型 2.3.1 主电路及其化简 见图 2-5: 图 2-5 主电路的原理图及化简 a)三相桥式整流电路的主电路 b)等效电路 c)化简后的等效电路 其中：rb变压器两相绕阻的等效内阻 ra变压器两相绕阻漏抗引起换向压降所对应的电阻 rn两个可控硅原件的正相等效电阻 rp平波电抗器等效电阻 rd电动机电枢等效内阻 lb变压器两相绕阻的漏感 lp平波电抗器电感 ld电动机电枢绕阻电感 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 13 - ud0=2.34u2cos理想空载整流电压 e=ce*n直流电动机电势 rn=rb+ra+rn整流装置内阻 rs=rp+rd电动机电枢电阻 r=rn+rs主电路总电阻 l=lb+lp+ld主电路总电感 2.3.2 额定励磁下的直流电动机的数学描述 由图 2-5 中的 c)可列出微分方程如下： e dt d lr i iu d dd 0 (主电路,假定电流连续) ne ce (额定励磁下的感应电动势) dt dn gd ttle 375 2 (牛顿动力学定律,忽略粘性摩擦) ictdme (额定励磁下的电磁转矩) 式中tl包括电机空载转矩在内的负载转矩，单位为 nm； gd2电力拖动系统运动部分折算到电机轴上的飞轮转矩， 单位 为 nm2； cm=30ce/电动机额定励磁下的转矩电流比，单位为 nm/a； 定义下列时间常数： tl=l/r电枢回路电磁时间常数，单位为 s； tm=(gd2r)/(375cecm)电力拖动系统机电时间常数，单位为 s。 整理后得 )( 0 dt i d tiu d l re dd dt de r t ii m dld 式中 idl=tl/cm负载额定电流. 在零初始条件下，取等式两侧的拉式变换，得电压与电流间的传递函数 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 14 - 1 1 )( )( )( 0 s r se s s tu i ld d (2-3) 电流与电动势间的传递函数为 s r ss se tiimdld )()( )( (2-4) 由以上传递函数，可以得到额定励磁下直流电动机的动态结构图如图 2-6 所示： 图 2-6 额定励磁下直流电动机动态结构图 由上图可以看出，直流电动机有两个输入量。一个是理想空载整流电压 ud0，另一个是负载电流 idl。前者是控制输入量，后者是扰动输入量。如果 不需要在结构图中把电流 id表现出来，可将扰动量 idl的综合点前移，并进 行等效变换，如图 2-7 所示 图 2-7 直流电动机动态结构图的简化和变换 a)0 dl ib)0 dl i 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 15 - 2.3.3 晶闸管触发和整流装置传函 2.3.3.1 失控时间 以单相全波纯电阻负载整流电路为例来讨论滞后时间的 大小。假设在 t1时刻某一对晶闸管触发导通，控制角为1；如果控制电压 vct在 t2时刻发生变化，但由于晶闸管已经导通，vct的改变对它已不起作用， 平均整流电压 vdo1并不会立即产生反应，必须等到 t3时刻该组件关断以后， 触发脉冲才有可能控制另外一 对晶闸管。设 vct2对应的控制角为2，则另 一对晶闸管在 t4时刻才导通，平均整流电压变成 vd02。假设平均整流电压是 在自然换相点变化的，则从 vct发生变化到 vd0发生变化之间的时间 ts便是 失控时间。本设计采用三相桥式整流电路，平均失控时间 ts =1.67(ms)，实 际取 1.7(ms) 2.3.3.2 晶闸管触发和整流装置的传函 用单位阶跃函数来表示滞后，则晶 闸管触发和整流装置的输入输出为 ud0=ksuct1(t-ts) 按拉氏变换的位移定理,则传递函数为 s s ct dt e s s s k u u )( )( 0 (2-5) 考虑到ts很小,忽略其高次项,则晶闸管触发和整流装置的传递函数可近似成 一阶惯性环节 1)( )( 0 ss s t k u u s s ct d (2-6) 式中ks= ct d u u 触发和整流装置的放大倍数； ts= qf2 1 触发和整流装置的平均失控时间。 工程近似条件 c1/3ts(2-7) 2.4 调速系统主电路的设计 在理解了双闭环调速系统主电路的数学模型和工作原理之后， 可以计算 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 16 - 出各个组成部分的选用型号及取值。这一部分已有成熟理论，所以本文在此 处只是简要的给予部分计算过程。本设计重点和难点在系统中的两个调节 器。 2.4.1 整流变压器的计算 2.4.1.1 整流变压器的次级相电压的有效值u2 max 2 max 1 ()* 135(v) % * * 100 d ddpdt d kd d i urrrn u i u ui abc i 2.4.1.2 变压器初级电流、电压和次级电流、电压的有效值 变压器接成/ y 形，可以得到零线，同时滤除三次谐波。 （1）次级线电压：u线= 1.732u2= 234（v） （2）次级相电流：i2= 0.816id = 12.7（a） （3）初级线电压：u1线= u1相=380（v） （4）初级相电流：i1相= (u2相/u1相)*i2 = 4.5（a） （5）变压器的变比： k = u1相/u2相= 2.8 2.4.1.3 变压器的容量s(视在功率) (1)初级容量(损耗为 5%) s1= 3 u1i1(1+5%)= 5.39(kva) (2)次级容量 s2= 3u2i2= 5.14(kva) (3)变压器容量 s = ( s1+ s2)/2 = 5.23(kva) 取 s = 5(kva) 2.4.2 晶闸管组件的计算与选择 2.4.2.1 scr 的额定电流 it= (1.5-2)kfid/1.57kb= 12.9-17.2(a) 取 it=20(a) 2.4.2.2 scr 的额定电压: uked= (2-3)ulmax= 661.4-992.1(v) 取 uked=1000(v) 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 17 - 式中ulmax= 330.7(v)次级线电压最大值 所以可选kp20-10 scr 6 只 检验电压裕量: kv= (ured+100)/u2=3.35 2符合要求 2.4.3 主电路的过电压和过电流保护 2.4.3.1 过电压保护 （1） 交流侧过电压保护:用压敏二极管抑制事故过电压 压敏电阻的标称电压： u1ma1.33*1.414*ub=1.33*1.414*234 =440.1(v) 通流容量: ipm110kfu2l/u1ma*i200.95=110*0.5*234*0.2540.95440.1=7.95(a) 选用 my31-440v/500a 的压敏电阻,其残压比 2ud= 2*220 = 440(v) 取 uc= 630(v) b. 电阻 r 的参数: r = ud(kv-1) / kiid=220*(2-1)/0.5*15.6 = 28() 取 r = 30 pr pd/800 = 2.8*103/800 = 3.7(w) 取 pr= 10w 所以选定 cd= 4f/630v, rb= 30/10w 2.4.3.2 过电流保护 每个桥臂串个快速融断器 额定电流： irn kitidmax/2kinp= 0.367*1.5*15.6/2*1.1 = 13.4（a） 取 irn= 20a 额定电压: urn kvtuub/1.414 = 233.9（v） 取 urn= 400v 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 18 - 实际选用rso20a/400v6 只 2.4.4 平波电抗器的参数计算 2.4.4.1 限制电流脉动的电感量 lm l = (udm/ul)*103*u2/ 2fbsiid = 0.46*103*135/ 2*300*(5-10)%*15.6 = 42.3mh21.1mh 2.4.4.2 使电流连续的电感量 ll ll= klul/idmax= 0.693*135/1.25 = 74.8mh 2.4.4.3 电动机电枢电感 ld和变压器电感 lb ld=kdud*103/2pnid=(8-12)220000/4*1500*15.6=18.8-28.2mh lb=1.3mh 实际选定 pbk-1 型(50mh/20a)平波电抗器一台。 2.5 双闭环调速系统的电气原理及控制单元 见图 2-8: 图 28 双闭环调速系统的电气原理图 其中 gl给定器lsf零速封锁器 asr转速调速器材acr电流调节器 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 19 - sb转速变速器材lb电流变送器 gl过流保护器材cf触发器 本小节有助于加深对电气组成部分的工作原理的整体理解。 以下各图电 子组件型号和参数的取值是根据后续计算及工程范例所得。 其关键取值在电 流和转速调节器中，他们保证了系统性能指标的实现。这在第三章会有详尽 的阐述。 2.5.1 过流保护器(gl)、电流变送器(lb) 见图 2-9: b 图 2-9 过流保护器(gl)、电流变送器(lb) 2.5.2 电流调节器(acr) 见图 2-10: 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 20 - 图 2-10 电流调节器(acr) 2.5.3 零速封锁器(lsf) 见图 2-11: 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 21 - 图 2-11 零速封锁器(lsf) 2.5.4 给定器(gd) 见图 2-12: 图 2-12 给定器(gd) 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 22 - 2.5.5 转速变送器(sb) 见图 2-13: a 图 2-13 转速变送器(sb) 2.5.6 转速调节器(asr) 见图 2-14: 图 2-14 转速调节器(asr) 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 23 - 2.5.7 锯齿波触发器(gt) 本调速系统须 6 个可控硅轮流触发，图 2-15 是 1gt 的触发器电路，其 余五个可类推。 图 2-15 锯齿波触发器(gt) 2.6 双闭环调速系统的动态结构图 在对调节器具体设计之前，为了从整体理解整个双闭环调速系统，这里 先给出了各调节器和变送器的传递函数。他们的理论根据在第三章具体阐 述。 2.6.1 电流调节器和电流变送器的传函 2.6.1.1 电流调节器 acr 的传递函数 uct(s ) /un*( s )-id(s)= ki(is+1) /is（tois+1） 其中：ki=ri/ro电流调节器的比例系数 i=rici电流调节器的积分时间常数 toi=0.25ricoi电流反馈滤波时间常数 电流反馈系数 2.6.1.2 电流变送器 lb 的传递函数 id(s) / id(s)= (v/a) 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 24 - 2.6.2 转速调节器和转速变送器的传函 2.6.2.1 转速调节器 asr 的传递函数 ui*(s) / un*(s) -n (s) =kn(ns+1) /ns（tons+1） 其中：kn=rn/r0转速调节器的比例系数 n=rncn转速调节器的积分时间常数 ton=0.25rncon转速反馈滤波时间常数 转速反馈系数 2.6.2.2 转速变送器 sb 的传递函数 un(s)/n(s)=a（v/rpm） 2.6.3 双闭环调速系统的动态结构图 在单闭环调速系统动态数学模型的基础上，由上述各环节的传递函数， 即可绘出双闭环直流调速系统的动态结构图。 由于电流检测信号中常含有交流分量，须加低通滤波，其滤波时间常数 toi 按需要给定。滤波环节可以抑制反馈信号中的交流分量，但同时也给反 馈信号带来延滞。为了平衡这一延滞作用，在给定信号通道中加入一个相同 时间常数 toi 的惯性环节，称作给定滤波环节。其意义是：使给定信号和反 馈信号经过同样的延滞，使二者在时间上得到恰当的配合，从而带来设计上 的方便。同样，由测速发电机得到的转速反馈电压含有电机的换向纹波， 因 此也需要滤波，滤波时间常数由 ton 表示。根据和电流环一样的道理，也需 要在转速给定通道配上时间常数为 ton为滤波环节6。所以实际的电路需增 加电流滤波、转速滤波、和两个给定滤波环节，见图 2-16: 图 2-16 双闭环调速系统的动态结构图 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 25 - 2.7 本章小结 本章在简要介绍了本设计所涉及的参数测定后， 重点分析了双闭环调速 系统的工作原理及数学模型，得出了其动态结构图。对主电路设计计算和各 主要电气控制单元也做了必要的阐述。 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 26 - 第 3 章 按工程设计方法设计双闭环调速系统的 电流调节器和转速调节器 3.1 设计要求 本论文首先应用经典控制理论的工程设计方法,设计出转速和电流双闭 环直流调速系统,然后利用现代控制理论中的线性二次型性能指标最优设计 方法, 设计此调速系统。 3.1.1 基本数据（其中包括铭牌数据和测试数据） （1）被控直流电动机 pnom=2.8 kwunom=220 vinom=15.6 a nnom=1500 rpmrd=1.41ce=0.129 v/rpm =1.5cm=0.125 kg.m/a （2）整流装置三相全控桥式整流电路 rn=rb+r+rn=1.60 ks=ud/uk=40ts=1.7 ms （3）电枢回路总电阻 rrn+rs=rb+r+rn+rp+rd=3.11 （4）电枢回路总电感 l=lb+lp+ld=74.58 mh （5）电动机轴一总飞轮矩 gd2=0.5932 kg.m2 （6）系统时间常数 tl0.02398 s tm=0.30460 s （7）反馈滤波时间常数 toi=0.005 ston=0.01 s （8）调节器最大给定电压 u*nm=u*im=8 v （9）调节器输入回路电阻 r0=40 k 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 27 - 3.1.2 设计指标 （1）负载：恒转矩负载idl=0.8inom （2）起动方式：空载起动到额定转速，ido=0.05inom （3）性能指标： 1）调速范围：d10 2）静差率：s4% 3）电流超调量i%5% 4）转速超调量n%10% 5) 突加负载的动态速降3% 6）恢复时间 t1.5 秒 3.2 工程设计方法的基本思路 用经典的动态校正方法设计调节器必须同时解决自动控制系统的稳定 性、快速性、抗干扰性等各方面相互矛盾的静态、动态性能要求8。作为工 程设计方法,首先要使问题简化,突出主要矛盾。简化的基本思路是，把调节 器的设计过程分为两步： 第一步，先选择调节器的结构，以确保系统稳定，同时满足所需要的稳 态精度。 第二步，再选择调节器的参数，以满足动态性能指标 这样做，就把稳、准、快抗干扰之间互相交叉的矛盾问题分成两步来解决， 第一步先解决主要矛盾动态稳定性和稳态精度， 然后在第二步中进一步满 足其它动态性能指标。 在选择调节器结构时，只采用少量的典型系统，它的参数与性能指标的 关系都已事先找到， 具体选择参数时只须按现成的公式和表格中的数据计算 以下就可以了。这样就使设计犯法规范化，大大减少了设计工作量6。 在 2.6.1 和 2.6.2 中已给出了电流和转速调节器的传递函数， 此处详细 讨论其理论依据及工程实现问题。 3.3 电流调节器的设计 3.3.1 电流环动态结构图的简化 设计电流环首先遇到的问题是反电动势产生的交叉反馈作用。 它代表转 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 28 - 速环输出量对电流环的影响。实际系统中的电磁时间常数 tl一般远小于机 电时间常数 tm，因而电流的调节过程往往比转速的变化过程快得多，也就 是说， 比反电动势 e 的变化快得多。 反电动势对电流环来说只是一个变化缓 慢的扰动作用，在电流调节器的调节过程中可以近似的认为 e 不变，即 e=0。这样，在设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态作用， 而将电动势反馈作用断开，从而得到忽略电动势影响的电流环近似结构图。 再把给定滤波和反馈滤波两个环节等效地移到环内。最后，ts和 toi一般比 tl小的多，可以当作小惯性环节处理，看作一个惯性环节，取 ti=ts+toi6。 图 3-1 电流环的动态结构图及其化简 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 29 - 3.3.2 确定电流环的时间常数 以下数据 ts和 toi,设计任务书已给定。 3.3.2.1 三相桥式电路的平均失控时间 ts=1.7ms 3.3.2.2 电流滤波时间常数toitoi=5ms 3.3.2.3 电流环小时间常数 ti= ts+toi=6.7ms(3-1) 3.3.3 电流调节器结构的选择 首先应决定要把电流环校正成哪一类典型系统,电流环的一项重要作用 就是保持电枢电流在动态过程中不超过允许值,因而在突加控制作用时不希 望有超调,或者超调量越小越好。从这个观点出发,应该把电流环校正成典 系统。可电流环还有另一个对电网电压波动及时调节的作用,为了提高其抗 扰性能,又希望把电流环校正成典系统。一般情况下,当控制对象的两个时 间常数之比 tl/ti10 时,典系统的抗扰恢复时间还是可以接受的。因此, 一般多按典系统来设计电流环6。 本设计因为 i% 5%且 tl/ti=23.98/6.7ci，满足近似条件。 3.3.5.2 忽略反电动势对电流环影响的条件 tt w lm ci 1 3(3-8) 3(1/tmtl)1/2=3*(1/(0.30460*0.02398)1/2=35.10ci=ki=74.6 3.3.5.3 小时间常数近似处理条件 tt w ois ci 1 3 1 (3-9) 1/3(1/tstoi) 1/2=1/3*(1/(0.0017*0.002)1/2=180.78ci =74.6 按上述参数,电流环可以达到动态指标i%=4.3%1,1=r1c1。 静态放大倍数 kp/=ri/r0，动态放大倍数 kp=ri/r0。 3.5.2 系统的静态结构图 双闭环调速系统的静态结构图如图 3-5 所示: 图 35 双闭环调速系统的静态结构图 其中 kn/=rn/r0速度调节器的静态放大倍数 ki/=ri/r0电流调节器的静态放大倍数 ks=ud/uk=40 =ufn/n=ugn/n=0.0053v/rpm =ufi/id=8/15=0.342v/a 由图 35 易得如下方程: un=un*-un,ui*=kn/un,ui=ui*-id,uct=ki/ui 整理后能够得到系统的静特性方程为: (3-39) 其中 k=kn/ki/ks/ce系统的开环增益 静态速降为: ed si ed i kce rkk n )1 ( (3-40) 设计要求满足的静差率为 s4%. 调速范围 d,静差率 s 与静态速降ned的关系为: d si n sin i kce rkk u kce kkk n )1 ()1 ( * 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 40 - ned=neds/d(1-s) 即 ned=1500*0.04/10(1-0.04)=6.25 为系统所能允许的静态速降。 一般情况下，总有ki/ksr，k1 则取 ki/=100，有 ri/=ki/r0=100*20=2m 由(3-16)整理得: () isedeed n nis kkr icn k k kk 带入数据得 kn/=161.3 取 kn/=170 ,所以 rn=kn/r0=170*20=3.4(m) 取 ki/=100,则)m(220*100* 0 2 rkr i 检验: )rpm(25. 611. 66 .15 )28.271161 (129. 0 11. 340100342. 0 )1 ( ed si ed i kce rkk n 04 . 0 039 . 0 11 . 6 10 1500 11 . 6 ed ed ed n d n n s 显然，满足性能指标要求。 3.6 本章小结 本章主要研究双闭环调速系统的电流环和转速环的设计。 其根本思想是 把调节器设计成典型系统。具体即再先设计好电流调节器，然后把整个电流 环看作是转速调节系统的一个环节，再设计转速调节器。对该调速系统的动 态性能指标进行分析和校验后，还须研究其静态综合，并对静态性能指标加 以改善。 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 41 - 第 4 章调速系统性能指标的数字仿真 4.1基于工程设计法的数字仿真 4.1.1 双闭环调速系统的动态结构图 在第 4章基于工程设计方法中, 我们已经设计出了双闭环直流调速系统, 并得到以下参数 直流电动机： nom u=220v nom i=15.6a nom n=1500r/min ce=0.129v/rpm； 电动机总飞轮矩： 22 0.5932gdkg m 主回路总电阻：r=3.1140 s k s t =0.0017s oi t =0.005s tl=0.02398s on t =0.01s,tm=0.30460s； 反馈系数：=0.0053v/rpm =0.342v/a 应用 matlab 工具箱及其 simulink 仿真工具，按其规则，可以非常 方便的绘制出控制系统的 simulink 动态结构图以及各种仿真曲线。首先 应对图 2-4 所示系统建立相应的数学模型，其仿真结构图如图 5-1 所示。 图 4-1双闭环调速系统仿真结构图 哈尔滨工业大学本科毕业设计（论文） - 42 - 必须指出，该动态结构图及其仿真是在忽略系统主要部件的一些次要因 素及将非线性特性视作线性的条件下做出的。例如，额定励磁下的直流电动 机忽略磁化曲线的非线性； 忽略晶闸管触发与整流装置的非线性并将其滞后 环节近似为惯性环节等。另外，为了和工程实际情况相一致，其中 asr 与 acr 的参数在理论设计的基础上已作适当调整。在仿真结果中可以分别得 到该系统 asr 的输出与电动机的转速，acr 的输出与电动机电流在启动过 程中的动态特性仿真结果。 4.1.2 时域分析 在 simulink 工具箱中点击启动键,scope 中即可见时域响应图.。双 闭环调速系统的起动过程如图 52 所示 图 42双闭环调速系统的起动过程 通过对仿真结果的分析，双闭环调速系统的工作过程可概括为如下几 点: 1) asr 从起动到稳速运行的过程中经历了两个状态，及饱和限幅输出 与线性调节状态。 2) acr 从启动到稳态运行的过程中只工作在一种状态，即线性调节状 哈尔滨工业