移动通信-第2章-调制解调.ppt

第二章调制解调 2 1概述无线通信系统框图 调制 把要传输的信号变换成适合信道传输的信号的过程 调制信号 调制器的输入信号 调制前 已调信号 调幅 调频和调相信号 调制器的输出信号 调制后 按调制信号形式划分 调幅 AM 载波振幅调频 FM 载波频率调相 PM 载波相位 随调制信号变化的调制方式 移动通信信道的基本特征 1 带宽有限 2 干扰和噪声影响大 3 存在多径衰落 对调制的要求 已调信号所占的带宽要窄 经调制解调后的输出信噪比 S N 较大或误码率较低 调制解调技术研究的主要内容 调制的原理 已调信号的频谱特性及其产生方法 解调的原理和实现方法 解调后的信噪比或误码率性能 2 2模拟移动通信的调制解调 设载频信号为Uc 载波的振幅 0 载波的角频率 载波初始相位 由于信道快衰落会使模拟调幅产生附加调幅而造成失真 已很少采用 调频和调相信号可以写成如下形式 t 载波的瞬时相位 设调制信号 则调频信号的瞬时角频率与输入信号的关系为 Kf为调制灵敏度 因而调频信号的形式为 Mf 调制指数 将式 2 7 展开成级数得Jk mf k阶第一类贝塞尔函数 FM信号的频谱 mf 2 振幅2 B 2 mf 1 UcUc 2J1 mf J1 mf J0 mf J2 mf J2 mf c 若以90 能量所包括的谱线宽度作为调频信号的带宽 则可以证明调频信号的带宽为Fm 2 为调制频率 fm mf Fm为调制频偏 若以99 能量计算调频信号的带宽为 调频器 积分器 调相器 um t uFM t f0 间接调频 直接调频 积分器 um t f0 uPM t 间接调相 信号的调制框图 调频信号的解调框图 Uc 经限幅器限幅后为一常数 大信噪比情况下 即Uc V t 有 鉴频器的输出第一项为信号项 第二项为噪声项 经低通滤波后 信号的功率为表示对u2m t 进行统计平均 噪声功率为从而得到输出信噪比为 输入信噪比为经解调后 信噪比的增益为 在小信噪比的情况下 即即Uc t 由 2 14 此时没有信号单独存在 引起 门限效应 2 2数字移动通信系统调制解调 2 2 1移频键控调制 FSK 数字信号的比特流为 an an 1 n FSK的输出信号形式为 如 an 用数字信号u t 表示 则二进制FSK 2FSK 波形为 100101 u t S t cos 1t 1 S t cos 2t 2 令g t 为宽度Ts的矩形脉冲 则s t 可表示为 令g t 的频谱为G P a 1 P a 1 1 2 则S t 的功率谱表达式为 FSK信号的带宽大约为B 2 1 2 s 2 26 0 1 s 1 0 2 2 s 2 1 Ps 0 1 2 2 FSK信号的解调 FSK的解调有包络检波法相干解调法和非相干解调法 非相干法包括鉴频法 非相干匹配滤波器法 差分检测法 过零检测法等 FSK相位连续时 可采用鉴频器解调 包络检波法 输入 输出 1 2 3 非相干解调法 非相干匹配滤波器法 输入 包络检波器 包络检波器 匹配虑波器 匹配虑波器 判决电路 输出 X1 t X2 t 4 相干解调法 输入 设噪声为加性窄带高斯噪声 两支路的噪声分别可表示为发 1时 发 1时 相乘器输出 发 1时 发 1时 相乘器和低通滤波的输出为发 1时 发 1时 误比特率 P 1 p 1 发 1时 输入信噪比 erfc x 为互补误差函数FSK调制方法的主要问题是由于相邻码元相位不连续 频率跳变将引起较大的功率谱旁瓣 频谱效率低 因而只能应用于低速传输系统中 2 2 2最小移频键控 MSK是一种特殊形式的FSK 其频差 2 1 1 2Tb它是满足两个频率 1和 2相互正交 相关函数等于0 的最小频差 并要求 要求FSK信号的相位连续 因此调频指数为Tb 输入数据流的比特宽度 MSK满足两个条件 调频指数h 0 5 相位连续 调频指数h 0 5时 移频键控信号具有最小频偏 最小占有带宽 并有最好的相干检测误码性能 由于相位连续 可以克服一般移频键控码元交替过程中存在相位跳变 使频谱的边带下降很多 频谱变窄 MSK的信号表达式为xk是为了保证t kTb时相位连续而加入的相位常量 令 为保证相位连续 在t kTb时 将式 2 35 带入 2 36 得 给定输入序列 ak MSK的相位轨迹如图所示 MSK的可能相位轨迹 MSK信号表达式可以正交展开为 MSK信号的调制 在上式展开中sinxk 0 xk取0或 模2 由 2 37 式得 因为xk取0或 模2 sinxk 1 0 则ak 1 ak 0 2 令k 2l l 0 1 2 上式可以写成由上式可知 I和Q支路每隔2Tb才有可能改变符号 两条支路在码元错开上Tb秒 输入数据dk的差分编码为dk ak dk 1 ak dk dk 1若在MSK调制前 对数据dk进行差分编码 解调时 只要对cosxk和akcosxk进行交替取样就可以恢复dk 因此由 2 37 2 38 2 39 可得MSK信号的产生框图 yMSK t cosxk akcosxk MSK的输入数据与各支路数据及基带波形的关系 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 00 2 3 3 3 4 4 4 4 7 7 7 7 7 9 Tb2Tb3Tb4Tb5Tb6Tb7Tb8Tb9Tb10Tb11Tb12Tb13Tb14Tb15Tb16Tb Tb2Tb3Tb4Tb5Tb6Tb7Tb8Tb9Tb10Tb11Tb12Tb13Tb14Tb15Tb16Tb kdkakxkcosxkakcosxkCosxkcos t 2Tb akCosxksin t 2Tb MSK信号的单边功率谱表达式为 0 10 20 30 40 50 60 MSKQPSK MSK的主瓣谱能量大 说明MSK信号功率谱更加紧凑 优点是功率谱主瓣虽然较宽 但旁瓣却以 c Tb 4规律迅速下降 MSK调制比较适合于非线性的和邻道抑制严格的移动信道应用 MSK信号的解调采用鉴频器解调 2 MSK信号相干解调 差分译码 BPF 平方器的输出为 锁相环锁定频率2 c 1 2Tb 相位为零的分量 输出为P支路 T支路 分频器输出为P支路 T支路 I支路乘法器输出为Q支路乘法器输出为 I支路LPF输出为Q支路LPF输出为 误比特率各支路的误码率为差分译码后的误比特率为Pe 2Ps 1 Ps 2 43 与FSK性能相比 各支路的码元宽度为2Tb 误比特率性能得到了改善 对应的低通滤波器的带宽减少一半 信噪比提高一倍 2 2 3高斯滤波的最小移频键控 由于MSK信号不能满足功率谱在邻道取值低于主瓣峰值的60dB 因此引入GMSK MSK的输入信号GMSK的输入信号不归零 NRZ h 0 5 0 预调制滤波器 FM调制 高斯低通滤波器的冲击响应为高斯函数Bb 高斯滤波器的3db带宽 对单个宽度为Tb的矩形脉冲的响应为 g t 的波形为 g t 1 00 80 60 40 2 BbTb 0 70 40 3 2TbTb0Tb2Tb GMSK信号表达式为 GMSK的可能相位轨迹 MSK GMSK 采用高斯脉冲串直接调频缺点 难以获得灵敏度和线性统一 调频器的不稳定影响相干解调的实施 事实上用硬件综合出符合上述高斯低通滤波器的冲击响应是困难的 因此引入GMSK信号的波形存储正交调制法 GMSK信号的波形存储正交调制法 GMSK信号还可以表达式为制作cos t 和sin t 两张表 对g t 进行截短 取 2N 1 Tb区间 kTb t 仅与 2N 1 个比特有关 因此 t 的状态为有限 可以制作cos t 和sin t 两张表 g t an 2N 1 Tb 正交调制法 频谱衰落和邻道干扰情况见书中图 2 15 和 2 16 在GSM系统中 要求在 c Tb 1 5时 功率谱密度低于60dB 在BbTb时 Tb 为信道间隔 越大 邻道干扰越小 Tb一定时 BbTb越小 邻道干扰就月小 GMSK信号的解调解调方法 差分检测 相干检测和鉴频检测 解调方法比较 在移动通信中 由于存在多径衰落 相干解调的相干载波形难以提取 鉴频检测 非相干检测 性能不理想 差分检测不需要恢复相干载波波形 在多径传播条件下是的一种较好的方案 差分检测有一比特差分检测和二比特差分检测 1 一比特延迟差分 中频滤波器输出信号为R t 时变包络 c 中频载波角频率 t 附加相位 GMSK 经迟延和相移输出为相乘器的输出为 低通滤波器LPF输出为当 cTb k 2 k为整数 时 R t 和R t Tb 是信号的包络 永为正值 b 决定了Y t 的极性 令判决门限为零 则判决规则为 Y t 0判为 1 Y t 0 判为 1 t 减小时 Tb 为负 sin 0 判为 1 即 输入 1 时 t 增大 输入 1 时 t 减小 2 二比特延迟差分检测中频输出为 S1F t LPF输出为 当 cTb k 2 k为整数 时 插入限幅器 去掉振幅的影响 上式 中第一项为偶函数 不反映极性的变化 可作为直流分量 并将判决门限增加相应的值 上式 中第二项作为判决依据 判决规则为Y t 判为 1 Y t 判为 1 式 2 55 的第二项为sin t t Tb 对应 k经差分编码后的cksin t Tb t 2Tb 对应于ck 1ck ck 1 ck ck 1ck k ck 1 k ck ck 1 则相应在发端 需要对原始数据进行差分编码性能 见书图 2 20 2 21 二比特延迟差分检测的误码率特性优于相干解调的误码率特性 二比特延迟差分检测的误码性能优于一比特延迟差分检测的误码性能 2 3数字相位调制 2 3 1移相键控调制 PSK 移相键控是利用载波相位变化来传递信息的 优点 抗干扰性能好 频谱利用率高 适用于中 高速数字传输的调制方式 数字信号的比特流为 an an 1 n 则PSK的信号形式为 S t 还可以表示为设g t 是宽度为Tb的矩形脉冲 频谱为G P 1 P 1 则PSK信号的功率谱为 PSK信号的调制二相信号的产生 绝对相移 直接调相法 2 相位选择法 0 PSK解调可采用相干解调和差分解调1 相干解调y t 0判决为 1 y t 0判决为 1 输出an 2 差分相干解调乘法器的输出为 抽样时钟 输入 低通滤波器的输出为y t 0判决为 1 y t 0判决为 1 误比特率输入噪声为窄带高斯噪声 P 1 P 1 下相干解调后的误比特率 a为接收信号的幅值 差分相干解调的误比特率为FSK误比特率为 在相同误比特率时 PSK所需要的信噪比要比FSK小3dB PSK的性能优于FSK2 3 2四相相移键控调制 QPSK 和交错四相相移键控调制 OQPSK 四相相移键控调制是二相的推广 用四个相位的正弦振荡表示不同的数字信息 1 四相相移 QPSK 生成2 交错四相相移键控调制 OQPSK an 当anan 1 1 1时 an 1 或 1 令n 2k 1 k 4 3 4 在QPSK的码元速率与PSKd的比特速率相等时 QPSK信号可以看成是两个PSK信号之和 因而它具有PSK信号的频谱特征和误比特率 QPSK和OQPSK信号的星象图 QPSK OQPSK 1 1 QPSK信号的解调和误码性能一般采用相干解调 框图如下 误码率 取样判决 积分 并 串 取样判决 积分 2 载波恢复 Q QPSK 二进制信号 I 定时 QPSK和OQPSK的比较由于OQPSK在Q支路上加入了一个比特的时延 使得两个支路的数据不会同时发生变化 因而OQPSK不可能像QPSK那样产生 的相位跳变 仅产生 2的相位跳变 因此OQPSK的频谱旁瓣要低于QPSK信号的旁瓣 OQPSK信号对邻道的辐射要小 抗干扰能力强 但传输速率低 2 3 3 4 DQPSK调制 4 DQPSK对QPSK的改进 改善了 4 DQPSK的频谱特性 解调方式可采用相干解调和非相干解调 QPSK只能采用相干解调 4 DQPSK的相干调制 4 DQPSK信号 输入数据 输出信号 4 DQPSK 地址码发生器 数字式选择相位法 4 DQPSK调制 平方根升余弦带通滤波 已调信号 k 当前码元附加相位 k 1 前一码元附加相位 k 当前码元相位跳变量 k k 1 k 2 65 Uk cos k cos k 1 k cos k 1cos k sin k 1sin k 2 66 Vk sin k sin k 1 k sin k 1cos k cos k 1sin k 2 67 其中Uk 1 cos k 1 Vk 1 sin k 1 则Uk Uk 1cos k Vk 1sin kVk Vk 1cos k Uk 1sin k 2 68 4 DQPSK相位跳变规则SISQ kcos ksin k11 41 21 2 113 4 1 21 2 1 1 3 4 1 2 1 21 1 4 1 2 1 2 4 DQPSK的相位关系见书图 2 27 Uk和Vk可能的取值为五种取值 如 为使已调信号功率谱更加平坦 要求调制器中的LPF具有相位线性特性 平方根生余弦频率响应即 为滚降因子 设该滤波器的矩形脉冲响应函数为g t 则 4 DQPSK信号为线性调制 升余弦滚降传输特性H H0 H1 H 是对截止频率 b的理想低通H0 按H1 的滚降特性进行 圆滑 得到的 H1 对于 b具有对称的幅度特性 其上 下截止角频率分别为 b 1 b 1 升余弦滚降传输特性H1 采用余弦函数 则 4 DQPSK信号的解调相干检测差分检测鉴频检测 2 4扩频调制技术 有关扩频通信技术的观点是在1941年由好莱坞女演员HedyLamarr和钢琴家GeorgeAntheil提出的 基于对鱼雷控制的安全无线通信的思路 他们申请了美国专利 2 292 387 不幸的是 当时该技术并没有引起美国军方的重视 直到十九世纪八十年代才引起关注 将它用于敌对环境中的无线通信系统 解决了短距离数据收发信机 如 卫星定位系统 移动通信系统 WLAN和蓝牙技术等应用的关键问题 扩频技术也为提高无线电频率的利用率提供帮助 扩频技术 扩频是通过注入一个更高频率的信号将基带信号扩展到一个更宽的频带内的射频通信系统 即发射信号的能量被扩展到一个更宽的频带内使其看起来如同噪声一样 既把序列 也称为码或索引 加入到通信信道 插入序列的方式正好定义了所讨论的扩频技术 直接序列扩频或跳频扩频技术 术语 扩频 指将信号带宽扩展几个数量级 在信道中加入序列即可实现扩频 优点 抗干扰 抗多径 a 窄带干扰只能干扰扩频信号的一小部分 可通过合适的窄带滤波器剔除干扰 b 宽贷信号具有频率选择性 c 延时产生的PN序列和原始PN序列相关性小 可以认为上另一用户 而被接收机忽略 隐蔽 保密 所有用户使用相同的频率 无须进行频率规划 频谱利用率 在多用户接入环境中 MAI 频谱利用率是很高的 2 4 1PN码序列 PN序列 又称伪随即序列Pseudorandom Noise 在一个周期内它的自相关特性与白噪声的自相关特性相似 它是预先可知的 性质 在性质上与随即序列有相同的性质 如在一个周期内 序列 0 和 1 的个数相同 不同序列段具有很小的相关性 任意两个序列有很小的相关性等 PN序列的生成 PN序列输出 时钟 图 m级线性反馈移位寄存器 反馈函数 输出序列取决于寄存器的初始状态和反馈函数f x 该移位寄存器生成的序列称m序列 长度 2m 1 2 4 2直接序列扩频 DS SS 对单用户 调制信号为M t 数据序列 是一串非重叠的矩形波 幅值为 1 或 1 宽度Ts p t PN序列 是矩形波形 每一脉冲代表一个时间片 幅值为 1 或 1 宽度Tc Ts Tc是一整数 c 载波频率 载波初始相位 设S t 的带宽为Wss m t cos ct 的带宽为B Wss B p t 的带宽也远远大于B 二进制调制DS SS发射机和接收机 数据输出 SI t 数据序列 SI t 具有 PSK的性质 通过解调得到m t 信号及干扰的频谱 发射机中BPF输出 接收机中乘法器输出 处理增益为排除干扰能力与处理增益有关PG PG越大 压制带内干扰的能力越强 2 4 3跳频扩频技术 FH SS 跳频扩频技术 通过看似随机的载波跳频达到传输数据的目的 在每一个信道上 发射机再一次跳频前的一小串的传输数据在窄带内按传统的调制技术 通常为FSK 进行传输 跳跃发生在信道上 并跨越一系列信道 跳跃集 一串可能的跳跃序列 瞬间带宽 跳跃集所在的信道带宽 跳频总带宽 跳跃中所跨越的频谱 单信道调制 跳跃中每一个信道采用一个基本载波频率调制 跳变持续时间 跳变之间的时间 用Th表示 信号冲突 碰撞 在相同时刻 相同信道上 一个非预测信号占据了跳频信道 传输信与非预测信号发生冲突 跳频技术分快 慢跳频两种 快跳频 在发送序列每一位时发生多次跳频 慢跳频 在发送序列一位或多位后的时间间隔内进行跳频 单信道调制 FH 系统 数据 跳频信号 2 4 4直扩的性能 K个用户接入的直扩系统 Ts Tc N 第k个用户的传输信号表达式为 PNk t cos ct k CDMA扩频系统k个用户模型 单个用户接收机接收过程是通过对信号序列进行参量估计得出结果 对第一个用户的第i位进行的变量估计为 判决 r t PN1 t 2cos ct 1 m t 若m1 i 1 Zi 1 0 则错误概率为P Zi 1 0 m1 i 1 由于接收信号r t 是信号的线性集成 则Zi 1 可以表示为I1 是第一个用户接收到的信号响应 是除第一个用户外 其余K 1个用户造成的总接入干扰 是反映其它噪声影响的高斯随机变量 的均值为零 方差为E 2 N0Ts 4 Ik表示来自第k个用户的干扰 假设Ik是由第k个干扰在某一整位N个时间的随机组成 则是随机过程 采用高斯表达式得到平均误比特率为 若Eb N0趋向于无穷大 则上式为Pe是错误率的低线 是假设个各接入干扰强度大小相同的情况 没有考虑 远近效应 和系统的热噪声等 2 4 5跳频扩频的性能在FH SS系统中 几个用户独立地采用2FSK调制在它们的频带上跳跃 假设任何两个用户不会在同一个信道中发生冲突 则2FSK系统的误比特率为 若两个信号发生冲突 则按0 5的概率进行分配 总的错误概率为Ph 碰撞概率 可预先得到 若有M个信道 那么在用户的接收信道时间片上有1 M的发生碰撞的可能性 若有 K 1 个用户干扰 那么在接收信道上 至少有发生一个冲突的可能性 此时 Ph为 若M很大 则当K 1特殊情况下 错误概率如式 2 81 所示 是一个标准的2FSK错误概率 假设Eb N0趋向于无穷大 式 2 84 表示为给出了对多重干扰来说 不可避免的错误概率 以上的分析是假设用户的跳频会同步发生的 称为时隙跳频 多数FH SS系统并非如此 即使两个独立用户的时钟能够同步 不同的传输路径会造成不同的时延 因此异步情况下 发生冲突的可能性为Nb 每次跳变的传输数据数 将式 2 86 与 2 83 比较 异步情况下发生冲突的概率增大 在异步情况下 错误概率为 与DS SS系统相比 FH SS系统的优点能抗 远近效应 但不能完全避免 信号一般不使用同一频率 接收机的功率不像DS SS那样要求的严格 改进在传输中加入纠错码 不仅可以改善 远近效应 的影响 而且可以在偶尔发生冲突时 提高系统的性能 2 5多址方式 用于多信道共用 多信道共用是指在网内的大量用户共享若干无限信道 多址技术 主要解决多用户如何高效共享给定频谱资源问题 常规的多址方式有三种 频分多址 FDMA 时分多址 TDMA 码分多址 CDMA 频分多址 是将给定的频谱资源划分为若干个等间隔的频道 或称信道 供不同的用户使用 2 5 1频分多址 FDMA 信道带宽 在模拟移动通信系统 它通常等于传输一路模拟话音所需的带宽 如25kH或30kHz 收发间隔 f F f为接受频率 F为发射频率 在频分双工 FDD 通信中 f F 为了避免同一部电台间的干扰 f F 必须大于一定的数值 如800MHz频段 收发间隔常为45MHz 2 5 2时分多址 时分多址 是把时间分割成周期性的贞 每一个贞在分割成若干个时隙 贞和时隙都是不重叠的 在频分双工 FDD 方式中 上行链路 移动台到基站 和下行链路 基站到移动台 的幀分别在不同的频率上 在时分双工 TDD 方式中 上下行贞在相同的频率上 各移动台在上下行贞内只能按指定的时隙向基站发送信号 TDMA示意图 基站按顺序在预定的时隙中向各移动台