毕业设计 宽带放大器.docx

宽带直流放大器【摘 要】本设计由三个模块电路构成：前级放大电路、后级放大电路和单片机显示与控制模块。在前级放大电路中，用宽带运算放大器AD811两级级联放大输入信号，输出放大一定倍数的电压，经过后级放大电路达到大于8V的有效值输出。本设计采用高级压控增益器件，进行合理的级联和阻抗匹配，加入后级负反馈互补输出级，全面提高了增益带宽积和输出电压幅度。其间采用了多种抗干扰措施以减少噪声并抑制高频自激。整个系统通频带为0Hz5MHz，最小增益0dB，最大增益60dB。【关键词】:压控直流放大器 GWB 降噪 稳定性 增益【Abstract】: This design consists of three modules circuits: preamp circuit, the latter stage amplifier circuit and microprocessor display and control module. The first stage amplification circuit on broadband op-amp AD811 2 cascade input signal, a certain multiple of the voltage output amplification, after a post-stage amplifier circuit to achieve greater than 8V the RMS output. This design uses a high-level voltage controlled gain device, reasonable cascade and impedance matching, a negative feedback after the entry-level complementary output stage, and comprehensively improve the gain-bandwidth product and the output voltage swing. The meantime, using a variety of anti-jamming measures to reduce noise and suppress high-frequency self-excited. Pass band for the entire system 0Hz 5MHz, the smallest gain of 0dB, maximum gain of 60dB. 【Key words】 DC Voltage-Controlled Amplifier GWB Noise Stability gain 方案论证与比较1.可控增益放大器部分 方案一 简单的放大电路可以由三极管搭接的放大电路实现,图1为分立元件放大器电路图。为了满足增益60dB的要求,可以采用多级放大电路实现。对电路输出用二极管检波产生反馈电压调节前级电路实现自动增益的调节。本方案由于大量采用分立元件,如三极管等,电路比较复杂,工作点难于调整,尤其增益的定量调节非常困难。此外,由于采用多级放大,电路稳定性差,容易产生自激现象。 方案二 为了易于实现最大60dB增益的调节,可以采用D/A芯片AD7520的电阻权网络改变反馈电压进而控制电路增益。又考虑到AD7520是一种廉价型的10位D/A转换芯片,其输出Vout=DnVref/210,其中Dn为10位数字量输入的二进制值,可满足210=1024挡增益调节,满足题目的精度要求。它由CMOS电流开关和梯形电阻网络构成,具有结构简单、精确度高、体积小、控制方便、外围布线简化等特点,故可以采用AD7520来实现信号的程控衰减。但由于AD7520对输入参考电压Vref有一定幅度要求,为使输入信号在mVV每一数量级都有较精确的增益,最好使信号在到达AD7520前经过一个适应性的幅度放大调整,再通过AD7520衰减后进行相应的后级放大,并使前后级增益积为1024,与AD7520的衰减分母抵消,即可实现程控放大。但AD7520对输入范围有要求,具体实现起来比较复杂,而且转化非线性误差大,带宽只有几kHz,不能满足频带要求。 方案三 根据题目对放大电路的增益可控的要求,考虑直接选取可调增益的运放实现,如运放AD811。使用高速单运放AD811完成放大，AD811为电流反馈型宽带运放，其带宽增益积为140MHz，15V供电，增益为+10的情况下，-3 dB带宽达100MHz,非常适合本系统的宽带放大要求，有12V的输出摆幅，且输出电流最大可达100mA，完全可满足峰峰值要求，外围电路也很简单，避免了采用三极管放大电路容易出现调试困难的情况，为防止自激实际中采用反相3倍电压放大，不影响指标，可靠性大大提高。此外AD811能提供由直流到100MHz以上的工作带宽,单级实际工作时可提供超过40dB的增益,两级级联后即可得到50dB以上的增益,通过后级放大器放大输出,在高频时也可提供超过60dB的增益。这种方法的优点是电路集成度高、条理较清晰、控制方便。 AD811封装图如右图。综上所述，我们采用AD811作为可控增益的 2.后级固定增益部分 由两片AD811级联构成的前级放大电路,对不同大小的输入信号进行前级放大。由于AD811的最大输出电压较小,不能满足题目要求,所以前级放大信号需经过后级放大达到更高的输出有效值。 方案一 使用集成电路芯片。使用集成电路芯片电路简单、使用方便、性能稳定、有详细的文档说明。可是题目要求输出6V以上有效值,而在电子市场很难买到这样的芯片,而我们买到的如,HA-2539 等芯片,虽然输出电压幅度能满足要求,但是很容易发生工作不稳定的情况。 方案二 使用分立元件自行搭建后级放大器。使用分立元件设计困难,调试繁琐,可是却可以经过计算得到最合适的输入输出阻抗、放大倍数等参数,电阻电容可根据需要更换,在此时看来较集成电路灵活。因此,我们决定自行设计后级放大器。最终方案设计思想及框架示意图一.总体设计思路 根据题目的要求 ,充分利用模拟和数字系统各自的优点,发挥其优势,采用单片机预置和控制放大器增益的方法,大大提高了系统的精度和可控性;后级放大器使用由分立元件设计的推挽互补输出放大器,提高了输出电压有效值如下图所示即为本系统原理框图。二单元模块设计(1)直流稳压电源 本稳压电源由桥式整流器、MC7812、MC7912、78L05、79L05 、LM337和电容、电阻等组成。整个系统需要的电源有5V，5V,12V，12V、8V是多个集成芯片的工作电源12/12是输出级运放工作电源。电源采用变压器变压后整流，滤波，再接三端稳压芯片7812，7912，7805，7905。其最大输出电流可达1.5安。满足系统要求。(2)电路放大部分AD811的使用方法与一般运算放大器的使用方法基本相同，最基本接法有反向放大器和同相放大器2种，在本系统设计中我们采用同向放大的方法，并利用外界提供的15的电压以实现宽频带高增益的效果。AD811内部具有电流反馈结构，其闭环-3d带宽与反馈电阻的数值有关。设计要求的闭环增益与闭环带宽可以通过改变电阻Rf1来改变了增益。由于AD811的增益带宽积是一定的，要想获得较宽的同频带就必须牺牲部分增益，这样一级放大的效果往往不理想，所以我们采用2级级联放大的方式如右图: (3)功率放大部分如下图参考音频放大器中驱动级电路，考虑到负载电阻为50，输出有效值大于10V，而AD811输出最大有效值小于10V，故选用两级三极管进行直流耦合和发射结直流负反馈来构建末级功率放大，第一级进行电压放大，整个功放电路的电压增益在这一级，第二级进行电压合成和电流放大，将第一级输出的双端信号变成单端信号，同时提高带负载的能力，如果需要更大的驱动能力则需要在后级增加三极管跟随器，实际上加上跟随器后通频带急剧下降，原因是跟随器的结电容被等效放大，当输入信号频率很高时，输出级直流电流很大而输出信号很小。使用2级放大已足以满足题目的要求。选用NSC的2N3904和2N3906三极管（特征频率250300MHz）可达到25MHz的带宽。整个电路没有使用频率补偿，可对DC到20MHz的信号进行线性放大，在20MHz以下增益非常平稳，为稳定直流特性。我们将反馈回路用电容串联接地，加大直流负反馈，但这会使低频响应变差，实际上这样做只是把通频带的低频下限频率从DC提高到1kHz，但电路的稳定性提高了很多。本电路放大倍数为：AG1R10/R9整个功放电路电压放大约10倍。通过调节R10来调节增益，根据电源电压调节R7可调节工作点。理论分析与计算1.增益带宽积在实际设计中不难发现,给定结构的运放的增益与3 带宽之积基本为一常数（增益曲线的其他各点也如此）,提高增益,3db带宽减小,减小增益3db带宽可增加,而不管这两者如何变化,单位增益带宽基本保持不变。因此GWB常数=增益*带宽。容易由下图看出，当ffr时，输出幅度随频率升高而衰减的速率为-20db/10倍频，（或是-6db/1倍频），即此时频率每增加10倍频增益衰减20db改善增益带宽积的方法：一般的设计中,在3db带宽之后到单位增益带宽之前,其增益基本安装20db/10倍频下降,那么通过适当的添加零极点,可以使增益下降便缓慢,同时保证相位变化相一致,这样可以提高单位增益带宽,；其次主要是考虑功耗，如果功耗要求许可，增大电流，或者说是增大输入管gm也可以提高增益带宽积。同时提高增益带宽积，拓宽通频带，适当降低增益，可以提高系统的稳定性，减少带内增益的起伏。2零点漂移对稳定性的影响零点漂移是指当放大电路输入信号为零时，由于受温度变化，电源电压不稳等因素的影响，使静态工作点发生变化，并被逐级放大和传输，导致电路输出端电压偏离原固定值而上下漂动的现象。显然，放大电路级数愈多、放大倍数愈大，输出端的漂移现象愈严重。严重时，有可能使输入的微弱信号湮没在漂移之中，无法分辩，从而达不到预期的传输效果，因此，提高放大倍数、降低零点漂移是直接耦合放大电路的主要矛盾。 产生零点漂移的原因很多，如电源电压不稳、元器件参数变值、环境温度变化等。其中最主要的因素是温度的变化，因为晶体管是温度的敏感器件，当温度变化时，其参数UBE、ICBO都将发生变化，最终导致放大电路静态工作点产生偏移。此外，在诸因素中，最难控制的也是温度的变化。 抑制零点漂移的措施 抑制零点漂移的措施，除了精选元件、对元件进行老化处理、选用高稳定度电源以及用第二单元中讨论的稳定静态工作点的方法外，在实际电路中常采用补偿和调制两种手段。补偿是指用另外一个元器件的漂移来抵消放大电路的漂移，如果参数配合得当，就能把漂移抑制在较低的限度之内。在分立元件组成的电路中常用二极管补偿方式来稳定静态工作点。在集成电路内部应用最广的单元电路就是基于参数补偿原理构成的差动式放大电路。调制是指将直流变化量转换为其它形式的变化量（如正弦波幅度的变化），并通过漂移很小的阻容耦合电路放大，再没法将放大了的信号还原为直流成份的变化。这种方式电路结构复杂、成本高、频率特性差。3.相移对运算电路的稳定性的影响 由于运放内部多级放大级之间，级间耦合的附加网络产生相移，形成多折点幅频特性，并且运放外加反馈网络、输入电容和输入等效电阻；输出电阻和容性负载之间都可能产生的相移以引起自激。 另外运算放大器在深度负反馈的条件下理应很稳定，但由于运算电路中存在电感、电容、晶体管本身的寄生分量，实际上经常出现自激振荡和高端提升等不稳定现象。 运算电路在某一定频率内为负反馈，但在另一频率范围内或较高的频率附近则可能出现正反馈，导致电路不稳定，出现这种现象主要与电路的相移有关。因此，不仅需要考虑幅频特性，还必须对相频有严格的限制，才能确保电路的稳定性。右图给出了未经补偿的运算放大器开环频率特性曲线。用其组装负反馈运算电路时，尽管在低频范围内负反馈回路的相移接近零，但当频率达到f=fc时，相位变为-180十分清楚，该电路在低频（ffc）,在负反馈电路中出现高于-180的相移而形成正反馈，因此产生高端提升或自激振荡，使负反馈电路不稳定。所以可以通过采用r-c相位补偿网络来保证在一定较高频带范围内相位线性以避免自激的产生，这时可以采用方法有滞后补偿、超前补偿、r-c串联补偿等等。4控制频带范围内的增益起伏AD811在高频带内为了保证0.1dB的增益平坦性，在设计是应该充分考虑一下几个方面:反馈电阻和增益电阻的选择从表一中可以看出-3dB带宽与反馈电阻之间的关系。由于不同结构类型的电阻具有不同的寄生电容和寄生电感，因此在选用电阻时，应该选用寄生电容和寄生电感小的电阻。电阻Ref和RG推荐使用1%以上精度的金属膜电阻。印刷线路板的布局考虑。由于线路板寄生电容和寄生电感能够影响线路闭合环路的特性，尤其是信号输入端与输出端之间的电容。因此输入端导线要尽量远离输出端导线，以便减小寄生电容。如果用线路板的一层做地线，则要求离信号周围有一个大于5mn的空间，以使其耦合最小。另一方面，反馈电阻与增益电阻之间的连线要尽量短，不要超过6mm长度。应该尽量采用质量良好的同轴电缆，并适当控制其长度。电容去耦问题，整个线路往往会由于电源引线而产生电路谐振，当有大的瞬时变化电流时，也会产生尖峰干扰信号。消除这二种现象的有效方法是在片子的电源管脚（4）与（7）加上适当的去耦电容，一般使用1uf以上的优质电容。在许多场合，采用2个电容并联一个0.1uf电容的方法，去耦效果更佳。当负载电容小于10pf时，根据表1中的负反馈电阻与增益电阻的值，则能得到很平坦的闭环响应。但对于具有大于10pf的负载电容，高频时，将会产生尖峰与过冲增大现象。改善这种现象有2种方法:1增大反馈电阻，但会降低-3dB的频带；另一种是在AD811的输出端与负载之间串联一个小电阻，同时适当调整原定的增益电阻RG值，该方法不会影响增益的平坦性。5稳定性的提高如果经上述提到的各种方法进行相位校正或频率补偿以后还存在不稳定现象一般属于电路设计问题，最好的方法是在实际电路中进行检测。另外拥有一个稳定的电源也是提高稳定性的一种手段。抗干扰措施系统总的增益为060dB，前级输入缓冲和增益控制部分增益最大可达60dB，因此抗干扰措施必须要做得很好才能避免自激和减少噪声。我们采用下述方法减少干扰，避免自激：1将输入部分和增益控制部分装在屏蔽盒中，各接口以同轴电缆连接，同轴线外层和盒体应接地，避免级间干扰和高频自激。2电源隔离，各级供电采用电感隔离，输入级和功率输出级采用隔离供电，各部分电源通过电感隔离，输入级电源靠近屏蔽盒就近接上1000uF电解电容，盒内接高频瓷片电容，通过这种方法可避免低频自激。3所有信号耦合用电解电容两端并接高频瓷片电容以避免高频增益下降。4构建闭路环。在输入级，将整个运放用较粗的地线包围，可吸收高频信号减少噪声。在增益控制部分和后级功率放大部分也都采用了此方法。在功率级，这种方法可以有效的避免高频辐射。5数模隔离。数字部分和模拟部分之间除了电源隔离之外，还将各控制信号用电感隔离以防止自激与干扰。6 电路安装应尽可能紧凑。实践证明,电路的抗干扰措施比较好，在05MHz的通频带范围和060dB增益范围内都没有自激。系统调试和测试结果调试与测试所用仪器(1) DT9205A数字万用表(2)DS042C数字示波器(3)SP1641B 函数信号发射器2，1 测试方法(1)，模块测试：将系统的各模块分开测试，再进行整机调试，提高效率。(2)，系统整体测试：将各部分电路连接起来，使用自制的直流稳压电源供电，然后调整0dB，使输出信号幅度和输入信号幅度相等，以避免自激现象的产生，继而接上（502）W的负载电阻进行整机测试。同时采用扫频仪加在放大器两端以达到对幅频特性的侦测。2测试结果（1）输入阻抗：电路的设计保证输入阻抗大于50电阻，满足题目要求。（2）输出电压有效值测量：输入加100kHz、10mv正弦波，调节电压和增益测得不失真最大输出电压为7.307.50V，达到题目大于2V的要求。（3）频率特性测量：增益设为40dB档，输入端加10mV正弦波，由于信号源不能保证不同频段的10mV正弦波幅度稳定，因此每次测量前先调节信号源使得输入信号保持在10mV左右，再测量输出信号。测试的数据如表1所示。 表1 频率特性测试数据输入20mv-vpp频率9Hz100Hz1000Hz10kHz100kHz1MHz输出（v）7.287.287.287.327.487.44增益（db）515151515151频率2MHz3MHz输出（v）7.44顶部失真增益（db）51 表2频率特性测试数据输入6mv-vpp频率5Hz100Hz1000Hz10kHz100kHz1MHz输出（v）6.366.206.166.326.366.00增益（db）606060606060频率2MHz3MHz4MHz5MHz输出（v）5.484.884.723.88增益（db）59.2585756 表3频率特性测试数据输入56.56mvvpp有效值为10mv频率5Hz100Hz1000Hz10kHz100kHz1MHz输出（v）5.75.75.75.75.745.74增益（db）39.939.939.939.94040频率2MHz3MHz4MHz5MHz6MHz7MHz输出（v）5.745.885.746.26.46.56增益（db）404040404041频率8MHz9MH