基于DSP控制的感应加热电源的设计.doc

黑龙江科技学院硕士学位论文摘 要感应加热电源具有加热效率高、速度快、可控性好及自动化程度高等优点，已经在熔炼、铸造、弯管、热锻、焊接和表面热处理等行业得到广泛的应用。目前对于感应加热电源的控制技术已经发展到了一定的水平，但都是采用模拟电子电路设计，存在着电路复杂、稳定性差等缺点。在数字信号处理技术迅速发展的今天，对感应加热电源采用DSP设计对于提高其控制系统的性能有一定的促进作用。本文以10KW/20KHz串联谐振型感应加热电源为研究对象，通过分析其负载特性、不同的逆变器形式及在感应加热电源中常用的功率调节方式，选择了主电路采用不控整流和IGBT全桥逆变电路，功率调节采用移相PWM控制方式；其中重点分析感性移相PWM调功方式，及其在串联谐振逆变器中的应用，确定了过零锁相移相PWM调功方式。感应加热电源因其负载固有特性，在工作过程中需要实现逆变器工作频率与负载频率同步的频率跟踪功能，本文在分析阐述传统控制技术的基础上，提出了基于DSP的数字锁相环和数字移相PWM控制方式，由DSP对捕获得到的负载信号进行处理实现频率跟踪，这个频率信号作为数字移相PWM控制方式的载波时基，在DSP内实现数字锁相环DPLL与移相PWM的有机结合，实现了控制系统主体部分的数字化。对提出的控制方式建立数学模型进行了理论分析，并在MATLAB/simulink中建立仿真模型，验证了理论的正确性。关键词：感应加热电源；移相脉宽调制；数字锁相环；数字信号处理器 AbstractInduction heating power supply has been used extensively in the industrial process such as melting, foundry, siphon, forging, welding and surface heat treating because of its advantage of high heating efficiency, good controllability, and easy to mechanize and automate, etc, The controlling technology of induction heating power supply has been developed into definite standard, and most of them are designed of stimulant electric circuit, have the d demerit of complicated circuit, bad stability, etc. In these days of digital signal process technology is developing speedy, induction heating power supply is designed using DSP is stimulative for improving capability of its control system.10KW/20KHz Series resonant induction heating power supply is mostly discussed, by analyzing its load characteristics, different inverter forms and power regulation scheme mainly used, the main circuit structure with uncontrolled rectifier and IGBT full bridge inverter is selected, phase-shift PWM is used for power regulation; and the inductive phase-shift PWM fashion and its applying in series resonant inverter are analyzed mainly, power regulation scheme of phase locked crossings zero phase-shift PWM fashion is confirmed. Digital phase locked loop and digital PS-PWM modes based on DSP are put forwarding in basic of expatiating conditional controlling technology, DSP processes the signal which is captured in order to realize frequency tracking, the frequency signal is used for carrier wave time base of PS-PWM controlling fashion;. The DPLL and digital phase-shift PWM are united well by using DSP and digital mode is realized in the control system principal part. The mathematics model of the control fashion which is put forward has been analyzed theoretically, and the simulation model is established in MATLAB/simulink, the correctness of the theory is proved.Key words: Induction heating power supply；phase shift PWM； digital phase locked loop；DSP.目 录摘 要IAbstractII第1章 绪论11.1 感应加热原理11.2 感应加热技术的特点及应用31.3 电力电子器件的发展31.4 感应加热电源的发展现状及趋势51.4.1 感应加热电源的发展现状51.4.2 感应加热电源的发展趋势61.5 本文的主要任务7第2章 感应加热电源结构分析及其选择92.1 谐振负载分析102.1.1 串联谐振102.1.2 并联谐振132.2 逆变器结构分析152.2.1 串联谐振式电压型逆变器152.2.2 并联谐振式电流型逆变器162.2.3 电压型逆变器和电流型逆变器的比较与选择182.3 感应加热电源的调功方式192.3.1 调压调功(PAM)202.3.2 脉冲频率(PFM)调功202.3.3 脉冲密度(PDM)调功212.3.4 脉冲宽度(PWM)调功212.4 感性移相PWM调功控制技术232.4.1 感性移相PWM调功方式分析232.4.2 过零锁相感性移相PWM控制方式调功分析252.4.3 过零锁相感性移相PWM控制主电路分析282.4.4 移相式感应加热电源软开关分析292.5 小结31第3章 感应加热电源主电路设计323.1 电源结构框图323. 2 感应加热电源主电路333.2.1 直流侧主电路分析计算333.2.2 逆变侧主电路分析计算373.2.3 负载谐振槽路分析计算393.3 小节40第4章 感应加热电源控制系统的设计414.1 DSP TMS320LF2407简介414.2 数字锁相环的设计424.2.1 锁相环基本原理424.2.2 传统锁相控制方式434.2.3 基于DSP数字锁相环的实现454.3 数字移相PWM控制信号的产生474.3.1 PS-PWM原理474.3.2 数字移相PWM的实现方法494.3.3 可编程死区单元504.4 DSP外围电路设计514.4.1 脉宽调制外围电路514.4.2 负载信号采样电路524.4.3 DSP电源电路与复位电路534.5 启动方式的选择与设计544.5 驱动及保护电路554.5.1 驱动电路554.5.2 保护电路564.6 小节57第5章 控制系统软件设计585.1 DSP软件编程特点585.2 各模块程序设计595.2.1 主程序605.2.2 DPLL子程序605.2.3 功率闭环PI控制程序625.2.4 PS-PWM子程序635.3 小节64第6章 控制系统的系统仿真实验分析656.1 建立控制系统数学模型656.2 控制系统的仿真结果分析686.3 实验结果73结 论75致 谢76参考文献77作者简介80V黑龙江科技学院硕士学位论文第1章 绪论1.1 感应加热原理1831年Michael Faraday发现的电磁感应现象是一切感应加热的基础。根据初级线圈中电流的变化，可以在邻近的闭合次级线圈中产生感应电流的现象。继Faraday的研究工作之后，又提出了许多定律，如楞茨定律和诺伊曼定律。感应加热本质上的特征就是由初级线圈中的交变电流引起闭合的次级线圈中磁通量的变化，利用电磁感应原理和焦耳楞次定理将电能转变为热能。感应加热技术所遵循的主要依据是：电磁感应、集肤效应和热传导三项基本原理。电磁感应定理1：把金属工件放入感应线圈中，当感应线圈中流过交变电流时，便会产生交变磁通，工件由于电磁感应而产生感应电势。 （1.1）负号是因为感应电势总是阻止磁通的变化。，则 （1.2）有效值 焦耳楞次定理的表达式为：。由于工件是导体，有一定的电阻，于是感应电势在工件中必然会产生电流，在电阻的作用下，由于集肤效应和涡流损耗，便会发热，其热量为T，工件获得的功率为 （1.3）可见，要使金属工件加热到一定的温度，必须在金属内产生足够大的电流，则是由感应电势产生的。、与磁通、频率有关，所以为了获得一定的感应电势和热量，电源必须具有一定的频率，近代感应加热领域主要应用工频、中频、超音频和高频电源。另外，如果被加热工件截面增大，那么在相同外电流作用下，穿过金属工件的磁通必就会增大，感应电势以及金属内感应得到的功率也增大。由此可见，现实感应加热必须具备两个条件：一，感应线圈中的电流必须是交变电流；二，感应线圈中的被加热材料(工件)必须是能导磁的，或用导磁体作为发热体，利用导体发出的热量去间接加热非导磁材料。对于感应加热来说，我们可以把感应炉中的工件看作为一个单匝短路的次级线圈，这样就可以用众所周知的变压器原理来表示感应加热的基本概念。如图1-1次级线圈单匝短路的变压器所示，当漏磁为零时，负载电流应等于电源电流乘以线圈的匝数比，即。由于次级线圈匝数为1,阻抗值很小，所以次级线圈中的短路电流将很大，电能的消耗也相当大，从而起到加热炉的作用。图1-1 次级单匝线圈的变压器Fig.1-1 transformer of one winding in secondary cord用上面的观点进一步将圆柱体加热负载的电路看作是上述的变压器，初级线圈与次级线圈之间由较小的空气间隙隔开。由于集肤效应，电流密度从加热工件的表面至中心是按指数规律衰减的。工程上规定，当涡流强度从表面向内层降低到其数值等于表面最大涡流强度的0.368，即时，该处到表面的距离称为透入深度。由于分布在工件的涡流，并不能全部用于使工件表面加热，而是有一部分热量传到工件内层，和向周围热辐射损耗掉了。由于涡流所产生的热量与涡流的平方成正比，因此由表面至芯部，热量下降速率要比涡流下降速率快得多，按上述规定计算可以认为85%-90%的热量发生在厚度为的薄层内。其透入深度可按下式近似计算： （1.4）式中：工件的导磁率;工件的电阻率;加热工件的磁场的角频率，为磁场的频率。1.2 感应加热技术的特点及应用感应加热技术诞生前，都是使用煤气或石油为能源的装置来加热金属和非金属的。自从在工业上开始应用感应加热电源以来，无论是感应加热理论还是感应加热装置都得到了很大的发展。感应加热的应用范围也越来越广。究其原因，主要是感应加热具有如下一些特点2：1. 加热温度高，感应加热是非接触式加热；2. 加热速度快，效率高，能加热形状不规则的工件。从金属内部即从金属的电流透入深度层开始加热的，这样就很大程度的节省了热传导时间，因此集热速度快，系统效率可达60%以上；3. 工件容易加热均匀产品质量好；4. 温度容易控制，可局部加热，工件加热均匀，产品质量稳定，节能；5. 铁屑无氧化材料利用率高，快速加热有效地降低了材料损耗；6. 自动化程度高，对于感应加热装置，可频繁的启停，控制温度的精度高，温差可达到0.010.01 %；7. 节能环保，不工作时，可将感应电源关闭，使用时对大气及周围环境无污染(热，灰尘等)，作业占地少，生产效率高。在应用领域方面，感应加热可用于金属熔炼、透热、热处理和焊接等过程，己成为冶金、国防、机械加工等部门及铸锻和船舶、飞机汽车制造业等不可缺少的一部分。此外，随着以感应加热为手段的微波炉、电磁炉等的推广，感应加热技术也已经不断进入到人们的家庭生活。1.3 电力电子器件的发展电力电子开关器件的发展对于感应加热技术的发展起着至关重要的作用，因此电力电子器件的发展，是发展感应加热技术的核心问题。20世纪50年代末，半导体硅晶闸管的出现标志着以固态半导体器件为核心的现代电力电子学的开始，引起了感应加热电源技术以致整个电力电子学领域的一场革命，同时感应加热电源及应用得到了飞速发展。在中频(150Hz2kHz )范围内，晶闸管感应加热装置逐步取代了传统的中频发电机组和电磁倍频器。但它仍然存在着效率低、工作频率范围窄、可靠性差等缺点，难以满足不同工艺、不同负载的要求。尤其是在高频(10kHz以上)范围内，由于晶闸管本身开关特性等参数的限制，给电源的研制带来了很大的技术难度。70年代末80年代初，现代半导体集成技术与功率半导体技术相结合，开发出了一大批新型电力电子半导体器件，为高频领域感应加热电源的研制提供了坚实的基础。在80年代中期，西欧国家就研制出了用功率场效应管(MOSFET)作开关管的高频电源，其频率为200kHz左右，功率可达数十千瓦。由于MOSFET为不存在存储时间，因此它的开关速度快。另外，它还具有驱动功率小、无二次击穿现象、易并联、安全可靠等优点，适用于高频大功率感应加热电源装置。应用于高频电源的另一功率器件为静电感应晶体管(SIT )，具有大电流、高耐压、输出功率大和工作频率高等特点。在日本，已开发出了用SIT作为开关元件，其参数达1000KW/200kHz ，400 KW/400 kHz的高频感应加热电源。在国内，辽宁电子设备厂和天津市高频设备厂也生产出了SIT高频电源系列产品。但由于SIT通态压降相对较大，制造工艺复杂、成本高，难以向市场进一步推广。类似的静电感应晶闸管(SITH)也是高频大功率领域的一种较为理想的元件，但目前还处于开发研究阶段。绝缘门极双极晶体管(IGBT)综合了场效应管与双极晶体管的优点，在其通态压降低的同时开关速度高，是目前国际上众多加热电源的首选器件。IGBT具有如下特点3：1. IGBT开关速度高，开关损耗小，在高电压时，IGBT的开关损耗与MOSFET相当。2. 在电压和电流定额相同的情沉下，IGBT的安全工作区比GTR大而且具有耐脉冲电流冲击的能力。3. IGBT的通态压降比VDMOSFET低，特别是在电流较大区域。4. IGBT的输入阻抗高，其输入特性与电力MOSFET相似。5. 与Power MOSFET和GTR相比，IGBT的耐压和通流能力还可以进一步提高，同时可以保持开关频率高的特性。现在，IGBT已发展到第3代，性能得到了很大的提高和完善，已实现模块化。其发展现状对加热电源的发展水平有着深远影响。1.4 感应加热电源的发展现状及趋势1.4.1 感应加热电源的发展现状我国感应加热技术从50年代开始就被广泛应用于工业生产当中，60年代末开始研制晶闸管中频电源，浙江大学首先研制成功国内第一台晶闸管中频电源，到目前己经形成了一定范围的系列化产品，并开拓了较为广阔的应用市场4。在中频领域，晶闸管中频电源装置基本上取代了旋转发电机，己经形成了1005000kW /500800Hz的系列化产品。但国产中频电源大多采用并联谐振逆变器结构，因此在开发更大容量的并联逆变中频感应加热电源的同时，尽快研制出结构简单，易于频繁启动的串联谐振逆变中频电源也是中频领域有待解决的问题。在超音频领域的研究工作八十年代已经开始。浙江大学采用晶闸管倍频电路研制了50kW/50kHz的超音频电源，采用时间分隔电路研制了30kHz的晶闸管超音频电源。从九十年代开始，浙江大学开始对IGBT超音频电源进行研制，1996年研制开发的50kW/50kHz的IGBT电流型并联逆变感应加热电源己经通过了浙江省技术鉴定，目前的研制水平为200kW/50kHz。另外，浙江大学在90年代已经研制成功30kW/300kHz的MOSFET高频感应加热电源，并己成功应用于小型刀具的表面热处理和飞机涡轮叶片的热应力考核试验中。总体上来说，国内目前的研制水平与国外的水平相比还有一定的差距。目前，在低频感应加热领域普遍采用传统的工频感应炉。国外的工频感应加热装置可达数百兆瓦，用于数十吨的大型工件透热或数百吨的食用水保温。预计短期内，以固态器件构成的低频感应加热电源在功率、价格、可靠性方面还很难与简单可靠的工频感应炉竞争，虽然其效率、体积和性能均大于工频炉。在中频(150Hz20kHz)范围内，晶闸管感应加热装置己经完全取代了传统的中频发电机和电磁倍频器，国外的装置容量己经达到数十兆瓦。在超音频(20kHz100kHz)范围内，IGBT的应用占主导地位。1994年日本采用IGBT研制出了1200kW/50kHz的电流型感应加热电源，逆变器工作于零电压开关状态，实现了微机控制。1993年西班牙研制出3060kW/50100kHz的IGBT电流型感应加热电源。欧美地区其他一些国家的系列化超音频感应加热电源的最大容量也达数百千瓦。在高频(100kHz以上)领域，国外己从传统的电子管电源过渡到晶体管全固态电源。以日本为例，其系列化的焊管用电子振荡器的水平为51200kW/100500kHz，而采用SIT的固态高频感应加热电源的水平可达400kW/400kHz。欧美各国采用MOSFET的高频感应加热电源的容量也在突飞猛进。例如，西班牙采用MOSFET的电流型感应加热电源制造水平可达600kW/400kHz；比利时Inducto Elphiac公司生产的电流型MOSFET感应加热电源水平可达1MW/15600kHz。1.4.2 感应加热电源的发展趋势感应加热电源技术的发展与电力电子器件的发展密不可分，随着电力电子器件的大容量化、高频化发展，必将带动感应加热电源的大容量化、高频化。其发展趋势大致可以概括为如下几个方面5：1. 高频化目前，感应加热电源在中频频段主要采用晶闸管，超音频频段主要采用IGBT，而高频频段，由于SIT存在高导通损耗等缺陷，国际上主要发展MOSFET电源。感应加热电源谐振逆变器中采用的功率器件有利于实现软开关，但是，感应加热电源通常功率较大，对功率器件、无源器件、电缆、布线、接地、屏蔽等均有许多特殊要求，尤其是高频电源。因此实现感应加热电源高频化仍有许多应用基础技术需进一步探讨，特别是新型高频大功率器件(如MCT, IGCT及SIT功率器件等)的问世将进一步促进高频感应加热电源的发展。2. 大容量化从电路的角度来考虑感应加热电源的大容量化，可将大容量技术分为两大类：一类是器件的串、并联。在器件的串、并联方式中，必须认真处理串联器件的均压问题和并联器件的均流问题，由于器件制造工艺和参数的离散性，限制了器件的串、并联数目，且串、并联数越多，装置的可靠性越差。多台电源的串、并联技术是在器件串、并联技术基础上进一步大容量化的有效手段，借助于可靠的电源串、并联技术，在单机容量适当的情况下，可简单地通过串、并联运行方式得到大容量装置，每台单机只是装置的一个单元或一个模块。感应加热电源逆变器主要有并联逆变器和串联逆变器。串联逆变器输出可等效为一低阻抗的电压源，当两个电压源并联时，相互间的幅值、相位和频率不通或波动时将导致很大的环流，以致逆变器件的电流产生严重不均，因此串联逆变器存在并机扩容困难：而对于并联逆变器，逆变器输入端的支流大电抗器可充当各并联器之间电流缓冲环节，使得输入端的AC/DC或DC/DC环节有足够的时间来纠正直流电流的偏差，达到多机并联扩容。晶体管化超音频、高频电源多采用并联逆变器结构，并联逆变器易于模块化、大容量化是其中的一个主要原因。3. 负载匹配感应加热电源多应用于工业现场，其运行工况比较复杂，它与钢铁、冶金和金属热处理行业具有十分密切的联系，它的负载对象各式各样，而电源逆变器与负载是一有机的整体，负载直接影响到电源的运行效率和可靠性。对焊接、表面热处理等负载，一般采用匹配变压器连接电源和负载感应器，对高频、超音频电源用的匹配变压器要求漏抗很小，如何实现匹配变压器的高能输入效率，从磁性材料选择到绕组结构的设计己成为一个重要课题，另外，从电路拓扑上负载结构以三个无源元件代替原来的两个无源元件以取消匹配变压器，实现高效、低成本隔离匹配。4. 成套装置及智能化控制随着感应热处理生产线自动化控制程度及对电源可靠性要求的提高，感应加热电源正向智能化控制方向发展。具有计算机智能接口、远程控制、故障自动诊断等控制性能的感应加热电源正成为下一代发展目标。5. 高功率因数，低谐波电源由于感应加热用电源一般功率都很大，目前对它的功率因数、谐波污染指标还没有严格要求，但随着对整个电网无功及谐波污染要求的提高，具有高功率因数(采用大功率三相功率因数校正技术)低谐波污染电源必将成为今后发展的趋势。1.5 本文的主要任务本文设计的感应加热电源，主要有主电路和控制电路两大部分；在阐述了感应加热电源工作原理、工作特点、发展现状及趋势的基础上，主要工作如下：（1）以10KW/20KHz感应加热电源为设计对象，对其负载类型和主电路结构进行分析和选择，并根据实际要求对电源主电路器件的主要参数进行分析计算，确定主要器件的主要参数；对于感应加热电源的多种调功方式，通过对调功方式的横向比较和综合，确定电源的最优调功方式，确定控制系统的控制方案。（2）根据感应加热电源的特点和控制要求对控制系统的各个环节进行设计，该种电源的控制系统的主要设计难点有启动方式的选择与电路设计、逆变器工作频率跟踪负载工作频率的锁相环的设计和调功方式的具体实现方法。（3）以DSP为控制系统的核心，在尽可能利用DSP片内资源的基础上，实现控制系统主要控制环节的数字化，这包括数字锁相环的实现，以DSP实现逆变器开关管的驱动信号的产生，完成这两部分的软硬件设计。（4）在完成了主电路和控制电路的设计，对整个电源系统进行仿真实验，得到结果与理论分析进行比较，验证设计的正确性。86黑龙江科技学院硕士学位论文第2章 感应加热电源结构分析及其选择感应加热电源结构如图2-1所示，主要包括整流电路、滤波电路和逆变电路；感应加热的负载是感应线圈和被加热工件，它们可等效为一个电感和电阻串联，负载呈感性。实际使用中为了提高功率因数和逆变器的输出功率，一般采用加补偿电容的方法，使补偿后的负载在电源的工作频率上谐振。但是任何导体在被加热时其电阻率和导磁率都会发生变化，尤其是在居里点附近。电源的频率会随负载的变化而变化，因此感应加热电源必须有很好的频率跟踪能力。图2-1 感应加热电源主电路结构框图Fig.2-1 Structure diagram of inductive heating power supply感应加热电源根据补偿形式的不同分为两种，并联谐振式和串联谐振式。并联谐振式电源采用的逆变器是并联谐振逆变器，其负载为并联谐振负载。通常需电流源供电，在感应加热中，电流源通常由整流器加一个大电感构成。由于电感值较大，可以近似认为逆变器输入端电流固定不变。交替开通和关断逆变器上的开关器件就可以在逆变器的输出端获得交变的方波电流，其电流幅值取决于逆变器的输入端电流值，频率取决于开关器件的开关频率。串联谐振式电源采用的逆变器是串联谐振逆变器，其负载为串联谐振负载。通常需电压源供电，在感应加热中，电压源通常由整流器加一个大电容构成。由于电容值较大，可以近似认为逆变器输入端电压固定不变。交替开通和关断逆变器上的开关器件就可以在逆变器的输出端获得交变的方波电压，其电压幅值取决于逆变器的输入端电压值，频率取决于器件的开关频率。下面分别对不同的谐振负载类型和逆变器类型进行具体分析。2.1 谐振负载分析在同时含有电感和电容的电子线路中，如果电流是正弦波，由于电感和电容都是频率的函数，随着频率的变换，感抗发生改变，这样电路可能表现为感性，也可能表现为容性，还有可能表现为纯阻性，此时电流与电压同相位，称之为谐振6。谐振现象在现在的电子及通信工程中应用非常广泛。虽然谐振电路十分简单，仅是电感、电容、电阻及电源的结合，但因为谐振电路中的电感或电容的电压电流有可能大大地超过电源的电压和电流，即小的输入信号可产生大的输出信号，所以它成为最重要的电子和通信工程所应用的电路之一。同时在电力电子技术中，由于要减小变流器的尺寸与重量，可以通过提高开关频率来实现，但这要增加开关通断的损耗，并且产生电磁千扰，因此我们广泛的采用软开关技术，而谐振现象正是软开关技术实现的基础。因此谐振在工业淬火，感应加热，以及其他很多直流开关电源中有着广泛的应用。但是若使用不当，谐振亦可对电路元件造成损坏。所以研究和分析谐振现象，了解其利与弊是十分必要的。2.1.1 串联谐振图2-2所示为RLC串联谐振电路，其中假设电源内阻为零，。电路的工作状况将随频率的变动而变动。首先分析输入阻抗随频率变换的特性： （2.1）图2-2 串联谐振电路Fig.2-2 Series resonant circuit当变动时，感抗随频率成正比变化，容抗随频率成反比变化，电抗随频率变化的特性曲线如图2-3所示。图2-3 电抗与频率的关系Fig.2-3 Relationship of reactance and frequency由于串联电路中的感抗和容抗可以互相抵消，所以，当时，出现，这时端口上的电压与电流同相，工程上将电路的这种工作状况称为谐振。由于是在串联电路中发生的，因此称为串联谐振。谐振的条件为：即为：此时的谐振频率为：谐振频率又称为电路的固有频率，它由电路的结构和参数决定的。串联谐振的谐振频率只有一个，是由串联电路的参数决定的，而与无关。根据阻抗的频率特性可以绘出随频率变化的曲线，如图2-4所示。图2-4阻抗电流与频率的关系Fig.2-4 Relationship of impedance current and frequency在谐振点流过的电流值为：此时，加在各元件上的电压分别为： （2.2） （2.3） （2.4）式中为串联谐振电路的品质因数如果，则有，当时，表明在谐振时或接近谐振时，会在电感和电容两端出现大大高于外施电压的高电压，称为高电压现象，往往会造成元件的损坏。但谐振时L和C两端的等效阻抗为零(相当于短路)。谐振时，外电压全部加在电阻上。但并不是说电容和电感上没有电压，这时，电感上的压降和电容上的压降是大小相等，方向相反的。由式(2.2)可知，电路的功率因数。 （2.5）假设，的值不变，使电源的频率从0变化到。经过分析可知，当时相当于直流电源，因为电路中电容的影响，电路中的电流为零，全部电压加在电容上。然后随着逐渐变大，容抗随着频率的增大而减小，感抗随着频率的增大而增大，但是在的情况下，容抗的值始终大于感抗，电路成容性，同时电路中的电流逐渐增大。当时，发生谐振，电路中流过的电流达到最大值，电路成阻性。这时功率因数。随着继续增大，当时，电流下降，电路成感性。到了时，感抗阻止电流通过，电流渐变减小为零。电流、电压与频率的关系，也就是指回路的频率特性。根据不同的值，有不同的频率特性曲线，通过分析可以知道，只有在谐振点附近，电压的输出幅值才比较大，其他的频率上电压输出的幅值很小。称这种特性为电路的选择性。它反映了对非谐振频率的输入信号的抑制能力。并且值越大，频率特性曲线越尖锐，说明值越大，电路的选择性越好。2.1.2 并联谐振并联谐振电路如图2-5所示。电源假设内阻为零，。电路的工作状况将随频率的变动而变动。首先分析输入导纳随频率变换的特性： （2.6）图2-5 并联谐振电路Fig.2-5 Parallel resonant circuit并联谐振发生的条件为：，即此时，电路的电压与电流同相位。 通过上式可以得到谐振时的角频率和频率分别为： （2.7） （2.8）该频率为电路的固有频率。并联谐振时，输入导纳为最小。 （2.9）此时输入阻抗最大，在谐振时，输出电压达到最大值。并联谐振时，有 （2.10） （2.11）式中的为并联谐振电路的品质因数 （2.12）如果，则谐振时在电感和电容中会出现过电流，大小为电流源有效值的倍，但从两端看进去的等效导纳等于零，也就是阻抗无穷大，相当于开路。电流谐振时的向量图如图2-6所示。图2-6 并联谐振时的电流向量图Fig.2-6 Vector diagram of current of Parallel resonance谐振时电感的无功功率谐振时电容的无功功率所以，表明在谐振时，电感的磁场能量和电容的能量彼此相互交换。通过整理可以得到： （2.13）这时必须满足，即当时，才是正数，才可以发生谐振。反之，电路不会发生谐振。2.2 逆变器结构分析逆变电路根据直流侧电源性质的不同可分为两种：直流侧是电压源的称为电压型逆变电路;直流侧是电流源的称为电流型逆变电路。下面分别对这两种电路进行介绍。2.2.1 串联谐振式电压型逆变器无功补偿电容器与感应线圈串联的逆变器称为串联逆变器。其电路原理图如图2-7所示。图2-7电压型全桥逆变电路Fig.27 Voltage source full bridge inverter电压型逆变器主要有如下特点7：1.直流侧为电压源，或并联有大电容相当于电压源。直流侧电压基本无脉动，直流回路呈现低阻抗。2.由于直流电压源的存在，交流侧输出电压波形为矩形波，并且与负载阻抗角无关。而交流侧输出电流波形和相位会因为负载阻抗情况的不同而不同。3.当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率，直流侧电容起缓冲无功能量的作用。为了给交流侧向直流侧反馈的无功能量提供通道，逆变桥各桥臂必须并联反向二极管。由前面对串联谐振回路的分析可知，对于不同的频率，电路可能会有三种不同的工作状态。具体如图2-8所示。图2-8串联谐振逆变器的工作波形Fig.2-8 Waves of series resonant inverter图2-8所示的方波时电压波形，这是由于直流电压源的作用。正弦波是理想的电流波形。从图2-8(a)中可以看出，电压和电流相位一致，这是工作在谐振状态，这时系统的工作频率为谐振频率，负载等效阻抗为电阻。逆变器一般工作在准谐振状态，功率因数近似等于1。图2-8(b)是电流超前电压，逆变器工作在容性状态。图2-8(c)是电流滞后电压，逆变器上作在感性状态。其中反向二极管的作用是为了在开关管关断期间，能够对负载电路起到续流的作用；也就是说在关断期间，反向二极管与负载电路形成通路。串连型逆变器是恒电压供电，有可能由于开关管的开通关断顺序不符合要求，造成同一桥臂的直通现象，从而使同桥臂两开关管出现过流，损坏开关器件。为了防止同一相上下两开关管同时导通而引起直流侧电源的短路，要采取“先关断后开通”的方法。即先给应关断的器件关断信号，待其关断后留一定的时间裕量，然后再给应导通的器件发出开通信号，即在两者之间留一个短暂的死区时间。死区时间的长短要视器件的开关速度而定，器件的开关速度越快，所留的死区时间就可以越短。另外由于分布电感和电容的影响，会产生高压，有可能对器件造成破坏，所以每个开关管上要并联阻容吸收元件，这是很重要的。2.2.2 并联谐振式电流型逆变器直流电源为电流源的逆变电路称为电流型逆变电路8。实际上理想直流电流源并不多见，一般是在逆变电路直流侧串联一个大电感，因为大电感中的电流脉动很小，因此可近似看成直流电流源。将补偿无功功率的电容器与负载并联使用，就构成了并联逆变器。其电路原理图如图2-9所示。图2-9 电流型全桥逆变器Fig.2-9 Current source full bridge inverter电流型逆变器主要有以下几个特点9：1.直流侧串联有大电感，相当于电流源。直流侧电流基本无脉动，直流回路呈现高阻抗。2.电路中开关器件的作用仅是改变直流电流的流通路径，并不强行改变电流的方向，因此交流侧输出电流为矩形波，并且与负载阻抗角无关。而交流侧输出电压波形和相位则因负载阻抗情况的不同而变化。3.当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率，直流侧电感起缓冲无功功率的作用。因为反馈无功能量时直流电流并不反向，因此不必像电压型逆变电路那样给开关器件反并联二极管。由前面对并联谐振回路的分析可知，对于不同的频率，电路可能会有三种不同的工作状态。具体如图2-10所示。图2-10 并联谐振逆变器的工作波形Fig.2-10 Waves of parallel resonance inverter图2-10(a)为并联型谐振逆变电路处于谐振状态，此时在串联的大电感的作用下，电流是方波，电压波形是正弦波。在谐振状态下，系统的谐振频率是，负载等效阻抗为电阻。逆变器一般工作在准谐振状态，功率因数近似等于1。图2-10(b)为并联型谐振逆变电路处于感性状态。图2-10(c)为并联型谐振逆变电路处于容性状态。并联型逆变器是以恒电流供电，有可能由于开关管的开通关断顺序不合适，造成同一桥臂同时关断的现象，造成直流电源的开路，从而破坏电路的结构，烧坏器件。为了防止同一相上下两桥臂的开关器件同时关断而引起直流侧电源的开路，要采取“先开通后关断”的方法。即先给应开通的器件开通信号，待其开通后留一定的时间裕量，然后再给应关断的器件发出关断信号，即在两者之间留一个短暂的重叠时间。重叠时间的长短要视器件的开关速度而定，器件的开关速度越快，所留的重叠时间就可以越短。由于IGBT内部封装了反并联二极管，因此不能承受反压，所以串联四个二极管。另外由于分布电感和电容的影响，会产生高压，有可能对器件造成破坏，所以同串联型谐振回路一样每个开关管上要并联阻容吸收元件。2.2.3 电压型逆变器和电流型逆变器的比较与选择经过上面对两种谐振负载及电压型逆变器和电流型逆变器的分析，下面对不同的谐振负载形式及其相应的逆变器结构进行比较，如下所述：1.串联型谐振逆变器是电压源供电，因此，在开关管的开通和关断过程中要注意同桥臂上下两个开关管出现同时导通的情况，会造成电压源的短路。这样在进行控制的时候就要注意必须确保同一对桥臂必须遵守先关断在导通的原则。也就是说一定要保留一定量的死区时间。并联型谐振逆变器是电流源供电，这是通过串联一个大电感来实现的，由于电流的突然变化会使得电感产生很大的感应电势，因此应该尽量避免电流产生大的波动，这就要求开关管在换流期间必须遵循先开通后关断的原则，也就是说要保留一定的重叠时间的存在。2.串联型谐振逆变器由于并联大电容，因此相当于一个恒压源，在串联回路中，输出电压波形近似于矩形波，而电流波形近似于正弦波。并联型谐振逆变器由于串联大电感，因此相当于一个恒流源，在并联回路中，输出电流波形近似于矩形波，而电压波形近似于正弦波。3.并联型谐振逆变器的短路保护比较容易，由于并联型谐振逆变器在直流电源段加了一个大的滤波电感，从而使得电流不能够发生突变，因此即使逆变器发生了短路，短路电流在滤波电感的作用下也会得到抑制，这样电路元器件的保护就比较容易。串联型谐振逆变器的短路保护比较困难，由于电源两端并联了大电容，因此在逆变器短路时，电压不能突变，但是电流的瞬间值却很大。因此必须特别注意对电路元器件的短路保护。4.并联逆变器的开关管承受反压比较大，采用自关断器件时，需对每个桥臂的开关管串连同容量的快恢复二极管予以保护；串联逆变器工作时，开关管受的反压小，大小仅仅是开关管反并联二极管的导通压降。5.并联谐振逆变器的起动比较困难，需对滤波大电感预充电，故控制系统相对复杂。并联谐振逆变器在起动前必须预先测定负载固有频率，然后将触发信号频率调整到与其近似相等，才能起动。这一缺点限制了并联谐振逆变器用于频繁起动的场合。串联谐振逆变器起动比较简单。可自激也可它激起动。它激启动时若它激频率与负载谐振频率相差较大时，就会使无功电流增大，效率变低，输出有功功率减小，器件发热较严重。根据以上分析比较，从感应加热电源的控制系统设计考虑，又由于该种电源需要频繁启动，拟初步决定采用串联谐振负载、电压型逆变器的设计。2.3 感应加热电源的调功方式感应加热电源是通过电磁感应原理，利用工件的表面的集肤效应，对工件进行淬火以及金属焊接等处理。由于工件的特性以及要求加热温度的不同，对感应加热设备的输出功率要求也不同，因此要研究电源的功率调节方法，对于电流型逆变器，一般采用直接调节直流测电压的方法进行调功。对于电压型逆变器，常用的调功方式包括10：调压(PAM)调功、脉冲频率(PFM)调功、脉冲密度(PDM)调功、脉冲宽度(PWM)调功、以及输入功率调功。2.3.1 调压调功(PAM)调压调功就是通过控制直流侧的电压的大小来调整负载的功率。调整整流电路输出电压一般通过两种方式：一是通过全控整流器件，组成全控整流电路，通过调节触发角度来改变输入电压的大小，从而达到改变输出功率的目的。另外一种是通过不控整流电路，先将三相电转变成直流电路，再通过直流斩波电路来实现输入电压的调节。传统的感应加热电源一般通过全控整流电路来进行功率调节，这种方法实现比较简单，控制方便，缺点是效率低下，并且由于采用控制导通角的方式，反应比较慢，动态效果不好。随着电力电子技术中全控器件的发展，越来越多的感应加热电源采用直流斩波的方式进行调功。这种调功方式动态相应好，但是由于斩波器件一般工作在大电流，大电压的状态下，因此对器件要求很高，同时器件的开关损耗相对较高。2.3.2 脉冲频率(PFM)调功由前面的分析可以知道，在、确定的情况下，负载的阻抗是随着频率的变化而变化的，因此如果改变脉冲的频率，那么在电压一定的情况下，功率会随着负载阻抗的变化而发生变化。这种方法最显著的优点就是在直流部分不用采用斩波或者全控整流电路，因此电路结构简单，控制方便，节约了成本。串联负载的等效阻抗为： （2.14）则 （2.15）将角频率变换为频率，则可以得到频率从0到的变化过程如图2.10所示。图2.10串联谐振频率与负载关系曲线Fig.2-10 Relation curve of series resonant freTuency and load从图中可以看出，在串联谐振频率处，负载的等效阻抗最小，因此负载的输出功率最大。然后频率过高或者过低都使得功率降低。由于在直流侧采用不控整流，因此开关管在通断时承受的尖峰电压很高。另外由于负载的限制，不能采用大范围的频率调节。因此只能适用于值较高并且要求频率变化范围不大的场合。另外由于频率不断的变化，会影响工件的集肤深度，从而影响工件的质量。2.3.3 脉冲密度(PDM)调功脉冲密度调功就是通过控制开关器件中的脉冲个数，从而控制逆变回路的工作状态，达到调节功率的目的。实际上就是控制输入功率的时间。比如在总共个谐振周期内，有个周期向负载输出功率，其余个周期不输出功率，其负载的功率以自然振荡的方式衰减。这样输出脉冲的密度为共。从而将脉冲密度与输出功率联系起来。这种控制方式的负载不是一直工作在谐振状态下的，在个周期内，负载是以自然频率衰减的，有脉冲的时候要重新锁定频率，工作稳定性差。同时功率调节特性不好，为有级调功方式。因此这种方式不常用。2.3.4 脉冲宽度(PWM)调功PWM调制法实际上是通过控制开关管的开关时间，改变输出脉冲的占空比，从而实现对功率的调节。一种方式为非移相调功的PWM，同一桥臂的两个开关管驱动信号是互补的，斜对角的两个开关管驱动信号是同时开通与关断的。这类逆变器输出电压为方波，并且正负半波各占半个周期，这时如果改变占空比，则电压波形就会发生变化，从而使得功率可以调节。如果在控制电路中设法使原来同相的两个桥臂开关管的驱动信号错开一个相位角，使得负载输出的正负电压在交替过程中插入一段零电压区，这样就改变了输出电压的有效值，最终调节了输出频率，这种调功方式被称为移相调功11。目前一般逆变器的移相调功的工作频率是固定的，不需要考虑负载在不同工作频率下的特性。而在感应加热电源中的移相PWM要求工作频率必须能跟踪负载的谐振频率。所以这种调